關(guān)鍵詞：PWM控制器；MAX668/MAX669；DC/DC變換器

1引言

MAX668/MAX669是固定頻率的工作于電流模式的PWM控制器，功率可超出20W且可調(diào)，效率可達(dá)90％。寬范圍的輸入電壓（1.8～28V）使其可接受多種電源輸入，具有可調(diào)節(jié)的頻率范圍（100～500kHz）、可外同步運(yùn)行等特點(diǎn)，使其對(duì)外接元件的尺寸和成本的優(yōu)化更為方便，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)于敏感頻率和開關(guān)諧波的隔離。兩種器件同時(shí)具有數(shù)控軟啟動(dòng)功能、邏輯控制的停機(jī)模式、用戶設(shè)置的峰值電流以及輸出容量12mA的5V線性穩(wěn)壓器等。其封裝形式為十分靈巧的10引腳μMAX封裝。這些優(yōu)點(diǎn)使MAX668/MAX669可以廣泛應(yīng)用于無繩電話、手提電腦等許多電子設(shè)備中。

2管腳功能和使用特點(diǎn)

其封裝形式如圖1所示。

各管腳功能如下：

腳1LDO5V的芯片調(diào)壓器輸出，該調(diào)壓器為內(nèi)部的所有電路供電，包括EXT門極驅(qū)動(dòng)，通過1個(gè)1μF的陶瓷電容器與接地端連接；

腳2FREQ振蕩頻率設(shè)定的輸入端，通過1個(gè)電阻ROSC連接FREQ與接地端，設(shè)定頻率fOSC=5×1010/ROSC，頻率為100～500kHz可調(diào)，當(dāng)SYNC/SHDN利用外部時(shí)鐘時(shí)同樣使用該電阻；

腳3GND邏輯地；

腳4REF1?25V的參考輸出，通過0?22μF的電容與接地端連接，可以有50μA的電流；

腳5FB反饋輸入，其閾值為1?25V；

腳6CS＋電流傳感器的正輸入端，在CS＋與PGND之間接電流傳感器電阻RCS；

腳7PGNDEXT門極驅(qū)動(dòng)和電流檢測(cè)負(fù)向輸入端；

腳8EXT外部MOSFET門極驅(qū)動(dòng)輸出；

腳9VCC電源輸入到腳1調(diào)壓器，VCC可以接受28V的電壓，由一個(gè)0?1μF陶瓷電容與接地端連接；

腳10SYNC/SHDN停機(jī)控制和同步輸入，有三種控制模式：當(dāng)該管腳為低電平時(shí)，停機(jī)；當(dāng)為高電平

圖1MAX668/MAX669的封裝形式

圖2升壓型DC/DC變換器

時(shí)，由腳2設(shè)置的振蕩頻率運(yùn)行；當(dāng)外同步運(yùn)行時(shí)，由時(shí)鐘設(shè)置運(yùn)行頻率，轉(zhuǎn)換周期起始于輸入時(shí)鐘的上升沿。

MAX668與MAX669的不同之處是可以運(yùn)行于自舉或非自舉兩種狀態(tài)，輸入電壓在3～28V，VCC可以連接到輸入、輸出或其它電壓源。在自舉時(shí)，輸出不高于28V，在非自舉時(shí)，輸出可高于28V并可調(diào)。MAX669輸入電壓在1.8～28V之間。必須連接成自舉狀態(tài)，輸出電壓不高于28V，因?yàn)镸AX669沒有欠壓封鎖功能，當(dāng)LDO低于2?5V時(shí)，在開環(huán)下以50％的占空比啟動(dòng)振蕩器驅(qū)動(dòng)EXT，當(dāng)LDO高于2?5V時(shí)，運(yùn)行在閉環(huán)狀態(tài)下。

SYNC/SHDN提供外同步運(yùn)行和關(guān)機(jī)控制。當(dāng)SYNC/SHDN為低電平時(shí)，芯片關(guān)機(jī)；當(dāng)SYNC/SHDN為高電平時(shí)，則芯片通過ROSC確定運(yùn)行頻率，

ROSC=5×1010/fOSC（Ω）。當(dāng)芯片為外部同步運(yùn)行時(shí)，時(shí)鐘信號(hào)的上升沿為SYNC/SHDN的輸入，當(dāng)同步信號(hào)丟失時(shí)，若SYNC/SHDN為高電平，內(nèi)部振蕩器將在最后一個(gè)周期起作用，頻率仍由ROSC確定；當(dāng)利用外部時(shí)鐘時(shí)，若不能滿足15mV的電流檢測(cè)器閾值，則將切換為閑置模式，即閑置模式只發(fā)生在輕載時(shí)，此時(shí)，ROSC將被設(shè)置為低于同步時(shí)鐘頻率15％的頻率，即ROSC（SYNC）=5×1010/（0.85×fSYNC）（Ω）

MAX668/MAX669具有軟啟動(dòng)功能，而且不需外部電容器。當(dāng)芯片加電時(shí)，或者退出欠壓鎖定時(shí)會(huì)出現(xiàn)軟啟動(dòng)。MAX669只有LDO的電壓達(dá)到2?5V時(shí)，才會(huì)開始軟啟動(dòng)。

3DC/DC變換器的設(shè)計(jì)

以升壓型DC/DC變換器的設(shè)計(jì)為例，對(duì)其設(shè)計(jì)過程進(jìn)行說明。變換器電路如圖2所示。

3.1設(shè)置運(yùn)行頻率

頻率的確定主要考慮如下因素

1）噪聲因素，運(yùn)行頻率必須設(shè)置高于或低于特定的頻段；

2）高頻率允許使用小容量的電感器和電容器；

3）高頻將使芯片和FET器件消耗較大的能量，降低系統(tǒng)效率；而小容量的電感和電容器具有較小的等效電阻值，在一定程度上能彌補(bǔ)效率的降低。 當(dāng)利用內(nèi)部頻率時(shí)，ROSC（SYNC）=5×1010/fOSC（Ω）；當(dāng)利用外部時(shí)鐘時(shí)，ROSC（SYNC）=5×1010/（0.85×fSYNC）（Ω）。

3?2設(shè)置輸出電壓

輸出電壓由電阻R2和R3確定，首先在10kΩ和1MΩ之間選定R3，則R2為R2=R3（1）

式中：VREF為1?25V。

3?3確定電感值

根據(jù)芯片內(nèi)部設(shè)置的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償?shù)贸龅碾姼辛績(jī)?yōu)化值為

LID=VOUT/(4×IOUT×fOSC)（2）

當(dāng)計(jì)算的電感值不是標(biāo)準(zhǔn)值時(shí)，可以在較大的±30％容差范圍內(nèi)選擇標(biāo)準(zhǔn)值，當(dāng)取值小于計(jì)算值時(shí)，電感電流的峰?峰值ILPP將變大，需使用大的輸出濾波電容，以滿足紋波要求。當(dāng)取值高于計(jì)算值時(shí)，需要增大相同比例的濾波電容器。因?yàn)槠涓哳l損耗較高，推薦應(yīng)用鐵氧體鐵芯，不要使用鐵粉芯。

3?4確定峰值電感電流

峰值電感電流為

ILP=ILDC＋I(xiàn)LPP/2（3）

式中：ILDC為平均直流輸入電流；

ILPP為電感峰?峰紋波電流。ILDC=（4）

式中：VD為肖特基整流二極管D1的正向壓降；

VSW為外部FET壓降。

當(dāng)導(dǎo)通時(shí)ILPP=（5）

式中：L為電感量。

選擇的電流飽和值應(yīng)該等于或高于計(jì)算值。

另外電感應(yīng)該有盡可能小的電阻值，該電阻的耗能為

PLR=(IOUT×VOUT/VIN)2×RL（6）

式中：RL為電感串聯(lián)等效電阻。

當(dāng)確定峰值電感電流值后，根據(jù)器件的電氣特性得知在最壞情況下的最小電流限制閾值電壓為85mV，由最大負(fù)載電流下的電感峰值電流可得電流檢測(cè)器電阻為

RCS=85/ILP(mΩ)(7)

當(dāng)峰值電感電流大于1A時(shí)，必須利用開爾文傳感器的連接型式將RCS連接在CS＋和PGND之間,PGND和GND連接在一起。

3.5功率MOSFET的選擇

需要選擇N溝道的MOSFET，在選擇時(shí)主要考慮

1）總的門極電荷Qg；

2）反向傳遞電容或電荷CRSS；

3）通態(tài)電阻RDS（ON）；

4）最大的VDS(max)；

5）最小的閾值電壓VTH(min)。

當(dāng)頻率高時(shí)，Qg和CRSS對(duì)效率的影響更大一些，為主要考慮對(duì)象。Qg同時(shí)影響器件的導(dǎo)通電流

IG=Qg×fOSC（8）

3?6二極管的選擇

高頻率要求選擇快速二極管，推薦使用肖特基二極管，因?yàn)槠渚哂锌旎謴?fù)時(shí)間和低的正向壓降。二極管的平均電流額定值需滿足下式計(jì)算值ID=IOUT＋（9）

二極管的反向擊穿電壓必須高于VOUT。當(dāng)輸出電壓高時(shí)，可選用硅整流管。

3?7輸出濾波電容

最小的輸出濾波電容為COUT(min)=（F）（10）

式中：VIN(min)為最小期望的輸入電壓。

輸出紋波主要由電容等效串聯(lián)電阻ESR決定，一般取2～3倍的COUT(min)。此時(shí)輸出紋波電壓為

VRI(ESR)=ILP×ESR（11）

3?8輸入電容的選擇

輸入電容CIN可以減小電流噪聲和輸入電源的電流峰值。輸入電容值主要由輸入電源的等效阻抗值決定。阻抗越大，電容值越大，一般選擇輸入電容值CIN與輸出電容值COUT相等。

3?9旁路電容

在REF和GND之間連接1個(gè)0?22μF的旁路電容，在LDO和GND之間連接1個(gè)1μF的旁路電容，在VCC和GND之間連接1個(gè)0?1μF的旁路電容，而且所有的旁路電容離管腳越近越好。

3?10補(bǔ)償電容

由于輸出波電容的等效串聯(lián)電阻ESR將在控制環(huán)中增加1個(gè)左半平面零點(diǎn)，影響穩(wěn)定性，因此在FB和GND之間需要連接一個(gè)補(bǔ)償電容CFB，CFB與反饋等效電阻作用形成一個(gè)極點(diǎn)，從而抵消ESR引起的零點(diǎn)。因此補(bǔ)償電容值為CFB=COUT×（F）（12）

式中：R2和R3為反饋電阻。

實(shí)際取值可以為計(jì)算值的50％～150％。

4結(jié)語(yǔ)

MAX668/MAX669可廣泛地應(yīng)用于升壓型、SEPIC、反激型和隔離型等多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在選擇運(yùn)行模式和芯片時(shí)，有幾點(diǎn)需要注意：

1）當(dāng)VIN低于2?7V時(shí)，必須選擇MAX669芯片且連接為自舉模式。當(dāng)輸出電壓始終不高于5?5V時(shí)，LDO需要與VCC短接，使LDO調(diào)壓器失效，以消除LDO的壓降。

2）當(dāng)VIN高于3?0V時(shí)，尤其是輸出電壓較高時(shí)，采用非自舉模式可以減少芯片靜態(tài)損耗，同樣當(dāng)VIN始終不高于5?5V時(shí)，LDO需要與VCC短接，使LDO調(diào)壓器失效，以消除LDO的壓降。

3）當(dāng)VIN在3.0～4.5V之間時(shí)，若連接為自舉模式，盡管增加了靜態(tài)功耗，但可以提高門極驅(qū)動(dòng)能力，減小MOSFET的通態(tài)電阻，從而提高系統(tǒng)的效率。

4）當(dāng)VIN始終高于4?5V時(shí)，采用非自舉模式較好，因?yàn)榇藭r(shí)若采用自舉模式，不會(huì)增加門極驅(qū)動(dòng)能力，但是額外地增加了芯片的靜態(tài)功耗。

參考文獻(xiàn)

[1]MAXIM.Integratedproducts,1999.