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DC-DC工作原理及電流環路分析

首先從dcdc的拓撲開始，一般DCDC的拓撲類型會有BUCK，BOOST，BUCK/BOOST，BOOST/BUCK等，它們是開關式DCDC，利用電容和電感儲能的特性,通過開關管進行開關動作,將電能儲存在電容和電感里,當開關管斷開時，電能釋放給負載。

若進一步細分DCDC的種類，以激勵方式分為自激式和他激式；以調制方式可以分為脈寬調制和頻率調制；以隔離方式分為隔離式(反激，LLC)與非隔離式；以承受電應力分為硬開關和軟開關(軟開關和硬開關的最大區別就是電壓應力和電流應力)；以開關同步方式分為同步開關和異步開關；以儲能電感連接方式分為串聯型和并聯型。

一：BUCK拓撲

BUCK工作原理之開通環路：

上圖的紅色部分就是開通環路，MOS管導通時，輸入源電流流經MOS管對電感進行儲能，流經電感電流開始上升，同時有一部分能量傳遞到輸出端，此時二極管承受反向電壓而不導通。

BUCK工作原理之續流環路：

上圖藍色部分就是續流環路，MOS管關斷時，輸入源不再提供能量，電感產生反向感應電壓，使得二極管導通，電感儲存的能量通過二極管形成的續流回路傳遞到輸出端，流經電感電流開始下降。 在DCDC中遇到的EMC問題中最多的就是開通環路和續流環路，有時遇到一個DCDC的EMC的問題時給二極管串聯一個磁珠就好了，有時會出現振鈴，那么這個振鈴如何解決，這兩種情況就跟拓撲的環路有關系，接下來通過電流分析說明EMC問題產生的原因。

BUCK工作原理之電流分析：

由上圖可知，BUCK的輸入電流是不連續的，輸出電流是連續的，在MOS管關斷之后，電感左側就沒有電流輸入，此時所有電流都往輸出端流了。再看波形，第一個是電感電流的波形，因為負載的電流波形肯定是連續的，而MOS管的電流和二極管的電流就是一半有一半沒有。 EMC問題：MOS管在開通和關斷的瞬間會產生很高的電壓尖峰，取決于開關頻率的高低，SW是方波電壓波形，它是dv/dt電壓變化率和di/dt電流變化率的地方，也就是EMC問題產生的地方，另外就是自激振蕩。 EMC問題：二極管的噪聲來源于它的反向恢復。

二：BOOST拓撲

BOOST工作原理之開通環路：

上圖的紅色部分就是開通環路，MOS管導通時，電流流經MOS管對電感進行儲能，流經電感電流開始上升，此時SW節點電壓為MOS管壓降，二極管承受反向電壓而不導通，能量不傳遞到輸出端，輸出端能量由電容提供。

BOOST工作原理之續流環路：

上圖藍色部分就是續流環路，MOS管關斷時，電感儲存的能量通過二極管傳遞到輸出端，同時直流輸入源也對負載提供能量，流經電感電流開始下降。

BOOST工作原理之電流分析：

BOOST的電流環境中，有SW的節點，二極管是升壓用的，存在反向恢復的問題，mos管也一樣，存在開關噪聲，它跟buck最大的不同就是它的輸入電流連續而輸出電流不連續，因為電感要有持續的電流流過，實際上EMC問題和BUCK差不多，就不多贅述了。

三：BUCK/BOOST拓撲

BUCK/BOOST工作原理之降壓功能：

Q1、Q3管導通, Q2、Q4管關斷,完成Buck電路開通環路; Q2、 Q3管導通，Q1、Q4管關斷完成Buck電路續流環路。

BUCK/BOOST工作原理之升壓功能：

Q1、Q4管導通，Q2、Q3管關斷，完成Boost電路開通環路；Q1、Q3管導通，Q2、Q4管關斷完成Boost電路續流環路。另外，此電路也可以反過來用。

BUCK/BOOST工作原理之電流分析：

此拓撲的電流模式也和buck跟boost的差不多，就不多贅述了。

02

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DC-DC EMC問題產生原因分析

一：電感(電感磁場空間輻射，耦合電感磁場產生的渦流效應)

通常使用幾種BUCK電感：磁屏蔽電感和非磁屏蔽電感和環形電感和工字電感，不同的電感產生的效果是不一樣的。 環形電感：它的磁路是閉合的，沒有磁場泄露在空氣中，漏磁相對較小。 工字電感：它的磁場變化形成閉合回路，是非磁屏蔽電感，有很多的磁場落到空氣中，造成磁場耦合。 磁屏蔽電感：無法泄露磁場。 非磁屏蔽電感：會泄露磁場。 EMC問題：電感磁場輻射，以工字型非磁屏蔽電感為例，當脈動電流流過時就會產生磁場輻射，低頻磁場在附近的信號回路、磁性元件(共模電感、差模電感)產生感應電壓與感應電流,造成信號干擾、或者引發其他問題；低頻磁場穿過附近金屬平面時會產生渦流效應，若不能有效消除渦流噪聲，則會產生嚴重的輻射問題。 解決方法：如果說預算充足可以直接使用磁屏蔽電感，這樣可以省略這部分問題。

EMC問題：如果共模電感靠近電源電感太近了，就會導致互感的問題。 EMC問題：雙線分繞的和雙線并繞的共模電感出現的問題不一樣，在各種資料中都會說電感要雙線并繞，那為什么要雙線并繞呢，就是因為雙線并繞的時候兩根線感應到的能量是一樣的，相減去差不多就抵消掉了。

EMC問題：接下來是渦流，當電感靠近金屬的時候，就會產生渦流，如上圖的顯示器的電感太靠近金屬支架，就會產生渦流，那這個金屬支架就成了一個天線。 解決方法：第一就是把這個電感換成屏蔽電感，第二就是金屬支架接地，讓它產生的渦流能量回到原點，這個環路也保持最小。

二：開關噪聲(MOS管開關噪聲，二極管續流開關噪聲)和寄生參數(功率器件寄生參數，PCB寄生參數，器件+PCB寄生參數，結構裝配寄生參數)

EMC問題：開關噪聲跟輻射的關系，功率器件工作于開關狀態時，di/dt環路會產生磁場，dv/dt節點會產生電場；高頻電流環路和高頻開關節點分別產生交變磁場與交變電場，從而引發嚴重的空間輻射問題。

EMC問題：由下圖可知，開關波形的SW信號振蕩導致有振鈴產生，這個電壓會很高，甚至高于MOS管的電壓應力時會擊穿MOS管(二極管同理)，燒壞整個電路。那么這個振鈴是怎么產生的呢，由上右圖可以看到，如果將此波形展開來看，可以發現一個220M頻率的信號，這個信號就是振鈴，接下來討論它如何產生的。

振鈴的產生：MOS管開通時,續流二極管寄生電容CB3被充電,寄生電感LB3, LB4積蓄能量,當SW動態節點的電壓等于輸入電壓時，積累在LB3、LB4中的能量與CB3電容產生LC串聯諧振，從而產生上沖振鈴干擾，因此可以總結出來上沖振鈴實際上是續流二極管產生的。

振鈴的產生：MOS管關斷時,續流二極管導通,電感中會有電流持續流過,開關MOS管寄生電容CB1被充電,續流二極管寄生電容CB3放電,當輸出電壓SSW動點電壓時,開關MOS管的寄生電容CB1停止充電,儲存在寄生電感LB3、LB4的能量與CB1組成LC串聯諧振,產生下沖振鈴噪聲干擾，因此可以總結出來下沖振鈴是MOS管的寄生電容產生的。

由上可總結出： EMC問題：上沖振鈴跟下沖振鈴同時存在時就說明環路有問題，PCB布線出了問題。 解決方法：更換了一個MOS管或二極管甚至串聯一個磁珠之后寄生振蕩有所改變，就說明寄生電容或寄生電感改變了，實際上寄生振蕩的頻率也改變了。但如果說串聯了一個磁珠，就會帶來一個新的電壓應力的問題和走線的問題。 由下左圖所示，BOOST二極管的走線太長了，導致一個很嚴重的寄生振蕩波形，而優化后由上右圖所示，可以發現振蕩減輕了不少，二極管連接了一個電容，而電容靠近二極管的引腳，此時二極管到電容的導線的寄生振蕩就基本可以被抵消掉。 可以看到，能用布線避免的問題就盡量用布線避免，如果加了吸收，引來了紋波的問題；如果加了磁珠，就會引來應力的問題。

寄生振蕩產生原因：PCB寄生電感降低高頻旁路效果，產生寄生振蕩；功率器件寄生電容提供高頻電流耦合路徑，產生寄生振蕩；PCB寄生電容引發近場耦合；高頻旁路電容與PCB寄生電感引發寄生振蕩。 寄生振蕩是高頻輻射，高頻噪聲產生的主要因素，同時寄生振蕩可以改變寄生電感和寄生電容。

對于寄生參數的影響，由于寄生參數太復雜，各個元件(二極管，mos管，pcb)都有寄生參數，還有結構的分布參數，糅合在一起就非常的困難。

三：電流環路(開通環路，關斷環路，主功率環路，高頻環路)

高頻電路環路形成的磁場大小取決于環路面積和電流大小，高頻電流環路面積越小，磁場對消效果就越好；反之，高頻電流環路面積越大，磁場對消效果就越差，空間輻射就越強。 所有的教科書都會說要保持電流環路最小，為什么呢，對于一個電路而言有正和負兩個線，一個出一個回，電流方向是完全相反的，此時產生的磁場就可以完全抵消，就不會對外界產生干擾讓環路以外沒有能量，如果讓環路最小，就可以保證這個事情。環路越長意味著走線越長，就會帶來寄生電感的影響，就會產生寄生振蕩，寄生振蕩的效果是很不理想的，如果開關芯片工作在200K的頻率下，就可能出現200M的狀況。環路最小的第二個好處就是可以避免寄生振蕩的出現。

我們要保證環路最小，就要知道環路是怎么走的，還有就是怎么做才能讓環路保持最小，接下來分析下圖案例。 案例一：如下圖，這是一個dcdc的濾波電容，在實際的運用中，就會就地打過孔接地，如下左圖所示，問題出在過孔到底層并不能按照我們預期的正常工作，由左圖所示，這樣打過孔接地相當于讓GND繞了一圈回來接地，讓環路增大了不少，而將電容的位置改成右圖那樣，此時這個電容的接地點就是芯片的參考地，此時它的環路是唯一的，直接從頂層回到GND的環路，由于過孔存在寄生電感，那么對于高頻來說，寄生電感會選擇這條最小的路徑回去，既可以直接接地，還可以避免不必要的環路存在。然后看第二個案例。

案例二：如下圖，這是一個boost，boost的輸出有個二極管，然后再經過電容，那這個電容的接地方式，就應該接到MOS管的GND，這樣的話電容的升壓環路是最小的，上左圖的輸出電容是直接接到底層的GND，再從底層回到芯片，這樣的話導致環路過大，導致低頻段的輻射很嚴重，如下左圖所示，若改成右圖那樣，讓電容從頂層接地，可以看到輻射變輕微了很多。

四：反饋(反饋電路設計，反饋環路)

反饋信號是根據負載輕重反饋給芯片內部運放，調節開關控制的信息窗口；反饋信號本身工作不穩定，反饋給芯片的信息就是錯誤的，會導致芯片誤調整，引起輸出電壓的跌落或者升高，后端用電設備會因電壓波動出現工作狀態異常，甚至損壞。

反饋電阻的取值：

目前的DCDC電源模塊采用電流反饋比較多，加入一個微弱的電流流過一個很大的電阻，就會很容易產生電壓，很容易檢測到DCDC輸出電壓的變換，此時就有一個誤區，那就是以為電阻越大，電流越小，電壓變化越明顯，反饋也就越靈敏，但如果電阻越大，就意味著跌落的電壓也就越多，電壓波動的時候，就導致電阻兩端的電壓就不太穩定，而電阻越小，跟DC輸出的電位差就越小，也就越穩定，但如果電阻越小呢，就會帶來反饋的回應越遲鈍的問題。綜上，電阻需要折中取值，一般使用k級或者10k級別的，不要用100k級的，100k級的會很容易偏離。

反饋信號的穩定性：

影響反饋信號穩定性的因素，分為反饋信號電路設計和反饋信號PCB設計。 反饋電路設計：最重要的就是分壓電阻參數的設計，然后是前饋電容補償，在分壓電阻的上偏置電阻上面加個電容前饋補償或在下偏置電阻上加個電容，起到補償或濾波的效果。 反饋信號PCB設計：第一是反饋的電從哪里取到，有時如果從濾波電容之前取，反饋本身就是有雜訊，所以反饋一定要在濾波電容之后取。第二是反饋兩側要加地線進行屏蔽，如果旁邊走了一個電源或是其他的信號，那么就肯定會發生串擾。第三是反饋信號要采用差分布線處理，第四是環路面積要小，反饋線要盡量短，若反饋線拉得很長，就很容易收到外界信號的干擾，并且反饋線的影響也會很大。第五是反饋信號要遠離干擾源，比如大電流的，強信號的，有電感的存在的。

五：開啟控制信號(EN腳開啟電壓設置，EN腳控制信號布線)

很多的芯片都有開啟和關閉的動作，這就是控制信號，EN腳是控制DCDC芯片開關控制引腳，其控制電平的穩定是DCDC芯片可靠工作的重要條件，如果在這個電壓上設計出了問題，就會引起EMC，首先的就是抗擾度。 EMC問題：當控制電平設置在芯片開啟電壓的邊界值時，若抗擾度測試時EN腳電壓波動偏離芯片門限電壓，則會出現DCDC芯片誤關閉的情況，引起輸出電壓跌落,導致后端用電設備工作異常。 EMC問題：EN腳電壓用分壓電阻給到，如果設計的分壓電阻輸出的電壓高于芯片手冊給的推薦電壓，正常情況下沒問題，但在做雷擊浪涌等測試的時候讓EN腳電壓波動，可能就會導致誤開或誤關，如果誤關并且輸出端沒有很大的電解電容去補償能量的時候，就會出現問題了。 舉例：下圖為EN腳偏置電壓設置偏低，靜電放電測試后端電路工作異常。

舉例：下圖為EN腳偏置電壓設置偏低，雷擊浪涌測試后端芯片工作異常。

一般直接給的話，EN腳電壓建議設計在2.8V以上(若芯片規格允許的話)。如果是EN腳有時序的話，就要考慮芯片的充電，如果GPIO的驅動電壓不夠的話，也會出問題。

03

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DC-DC EMC問題調試技巧

一：輸出電壓問題調試

對于DCDC電源而言，首要就是保證輸出電壓的穩定性，如果遇到了輸出電壓跌落。 ? ? ? ?第一：EN腳的對策，EN腳增加高頻濾波電容，調整上拉電源的電壓值，EN腳控制信號防護設計，分壓電阻參數調整。 ? ? ? ?第二：反饋電路的對策，反饋引腳增加對地高頻電容濾掉雜波，反饋信號增加前饋電容加速反饋的速度，反饋分壓電阻比例調整。 ? ? ? ?第三：輸出電壓穩定的對策，增加電解電容讓它放電來補償不足的輸出電壓，增加穩壓二極管保證輸出電壓穩定在一個值上避免輸出電壓過高燒壞后面的負載，增加儲能元件。

二：環路面積問題調試(開通環路，續流環路，主功率環路面積，環路低頻磁場輻射，共環路耦合，散熱)

首先來看電流環路，如下圖所示，所有的DCDC都有一個功率地，有時可能在電路中加高頻旁路環路電容，那么這種電容都應該接到功率地上面去。對于buck而言，假如說以二極管的接地點為參考點，那輸出高頻電容會回到二極管那里來，此時的續流環路是最小的，對于開通環路而言，C1和C2的地接到二極管那里，從C1流向電感再流到C2，再回來到C1，此時環路最小，對于主功率環路而言也是一樣的道理。之前是高頻的分析，接下來看低頻的情況，低頻跟寄生電感無關(低頻情況下寄生電感的電感量約為0)。

此時我們可以直到，畫原理圖十分關鍵，可以在畫原理圖的時候養成將環路標清楚，將路徑標清楚(如下圖那樣)的習慣，在繪制pcb的時候就會有個參考。 接下來看寄生環路，如下圖所示，電路中的參考地對大地而言實際上不是一個地，在模塊上引出了一根線接到大地時，那么這個地線的寄生電感存在的時候是很高頻的時候，此時如右下圖可以看到，相當于形成了很多的寄生電容再接地，這種通路一般是不可控的，會形成電位差，此時我們就要讓他盡可能以原理圖的路徑走，就要多點接地，讓各個接地點都沒有電位差。

然后看共電流環路耦合，它是兩個電流環路擁有共同的路徑，弱信號被強信號干擾，干凈信號被噪聲信號耦合。它合是干擾問題產生的主要形式之一，也是傳導測試超標的重要原因之一。在繪制PCB的時候，模擬地和數字地要分開，音頻地和視頻地分開，等等等等……但此時我們就會發現最后測試的時候一項也無法達標，所有分地的理論是沒有問題的，但要弄明白分地的初衷是什么，分地的初衷是為了解決共環路耦合，共阻抗耦合，電流的泄放(比如雷擊的時候雷電的電流直接流向地而不通過電路上的元件，如果要讓電流往某方向走，就要將某方向的阻抗設計的最低)。 如下右圖所示，dcdc的電流環路和網口的環路是同一個環路。此時測網絡端傳導的時候就出現了dcdc芯片的開關頻率，并且在測試地環路的時候示波器夾子夾在不同的地方，環路就會發生改變，如果說此時夾到右上角的其他設備，可以發現地環路變得更長了，而且dcdc模塊的噪聲也會被引到網絡上。

然后是電感磁場問題，首先可以考慮更換磁屏蔽電感防止磁場泄露，切斷磁場耦合路徑，這個就是會增加成本了。次是距離控制，通過空間衰減磁場強度。最后可以利用磁場穿過金屬產生渦流效應，渦流磁場與原來磁場互相抵消。

三：開關噪聲問題調試

對于開關噪聲而言，有時會認為導通損耗等于關斷損耗，實際上這是不對的，要分開設計，比如有時候想要導通速度慢一點，關斷速度快一點。有時如果導通交叉面積大，就會讓導通損耗比較大了，此時就讓MOS管導通速度變慢一點，但如果說關斷交叉損耗很小，即使導通速度快也無所謂了，但這時候實際上可以分開設計兩個不同的驅動，不同的環路。 現在有一些芯片有抖頻功能(另外細講)，也可以降低EMI。 解決方式：降低開關頻率，開關頻率低的時候，開關噪聲和寄生振蕩都會比較小，至于開關頻率低的壞處，就是電感產生的低頻磁場的輻射比較強，由于磁場容易受到空間的衰減，越是高頻的磁場越容易衰減，而低頻的磁場穿透性會更強，高頻電流很容易受到電感的影響，而低頻電流卻不容易。 解決方式：遇到上沖振鈴和下沖振鈴可以增加吸收電路，如果RC設計小了抑制不了，加大了可能會引發其他問題，而又有可能因為芯片內部的布線導致振蕩而無法處理，此時可以考慮電壓鉗位電路，下圖上和下圖下就是很鮮明的對比。

四：寄生參數問題調試

所有的寄生振蕩都由幾個地方產生：器件，PCB，結構，組合寄生參數。 解決方式：器件的寄生參數可以更換器件或者加吸收電路來解決。 解決方式：PCB的寄生參數可以通過優化布局來解決，或者優化接地，比如屏蔽的金屬罩可以接地(一個反例：電感或變壓器的漏磁場穿過金屬罩產生渦流，由于渦流電流必須要回到原端，如果接地點不足，就導致高頻電感兩端電位差很大和輻射路徑遠)。 解決方式：在結構上可以在開孔，比如電腦電源就會開很多孔，不僅是為了通風散熱，還可以避免高頻寄生電感，這是從電流的角度出發的，如果從電位差的角度出發，如果寄生電感過大了的話，還會產生新的電位差。 解決方式：在增加電容或電感的時候，就要考慮是電壓造成的干擾還是電流造成的干擾，電壓造成的干擾就增加電容濾波，而加電感可以衰減旁路電容的電流，讓輻射變小。 解決方式：增加阻尼，加磁珠(加電阻是破壞寄生振蕩最有效的方式，但為了維持電流，肯定不能加電阻的)，磁珠又有電感的特性又有電阻的特性，如果加了磁珠可能會產生電壓應力，也就是反向的時候由于電壓突變會產生反向電壓，導致過沖。

五：傳導問題和輻射問題調試

電源端傳導問題：? ? ? ?

電感空間磁場輻射：使用磁屏蔽電感/與ac電源輸入端拉開距離

輸出電源環路低頻磁場輻射：與ac電源輸入端拉開距離/衰減環路中低頻噪聲電流 共電源阻抗耦合：調整pcb布線采用點對點布線方式衰減輸入電源線上的低頻噪聲電流

電信端傳導問題：? ? ? ?

共電源阻抗耦合：調整pcb布線采用點對點布線方式/衰減輸入電源線上的低頻噪聲電流

共地環路耦合：電源信號環路與dcdc輸入噪聲分開/衰減輸入電源線上的低頻噪聲電流/dcdc電路遠離外部端子放置 電信端電路參數調整：Bob smith電路參數調整/Bob Smith電路電容接地點選擇/電信差分信號與buck電感距離控制/buck電感使用屏蔽電感

輻射問題：

環路面積問題：開通環路面積控制/續流環路面積控制/開通高頻旁路環路面積/續流高頻旁路面積 寄生參數影響：開關MOS管寄生電容/PCB布線寄生電感/同步MOS管寄生電容/動態線分布電容/續流二極管寄生電容 濾波設計：開關環路或者續流環路增加高頻磁珠/同步開關MOS管RC吸收/開關MOS管RC吸收/輸入供電電源濾波設計/續流二極管RC吸收 寄生振蕩：開關MOS寄生電容與PCB布線寄生電感振蕩/續流二極管寄生電容與PCB布線寄生電感振蕩/同步開關MOS管寄生電容與PCB布線寄生電感振蕩/PCB布線寄生電感與高頻開路寄生振蕩 ?

04

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DC-DC EMC設計要點分析

一：原理圖設計

RC吸收設計，高頻旁路設計，磁珠正確應用：

如果PCB的環路設計的合理，實際上可以不需要加吸收，也可以預留吸收電路焊接位，避免調試的時候改板。下圖二極管的磁珠加的不正確，磁珠的高頻會和RC產生諧振，應該讓RC并聯在二極管的兩邊，這樣的話還可以讓磁珠對二極管的應力產生的小一些(舉一個反例：在電源輸入端加一個磁珠，然后加電容到地，然后導致芯片燒毀，如果沒有電容吸收電壓，就會產生很高的電壓應力，讓芯片燒毀，正確的方式是先加一個高頻電容再加磁珠，對于的電源輸入端的電容先高頻再低頻還是先低頻再高頻的問題而言，在PCB布線很短的情況下問題不大，但在PCB布線很長的時候就要先高頻再低頻，因為高頻有寄生電感，會引起寄生振蕩小電容要放近一些，大電容可以遠一點)。電容可以提供阻抗濾掉電壓引起的干擾但會造成大的電流，而磁珠可以變成電流環進一步消耗電流，所以下圖的磁珠如果加上效果會更好。

插入一個磁珠位置的問題，一般是哪里振蕩，磁珠就串在哪里，磁珠的作用就是為了解決寄生振蕩的問題，假如MOS管到二極管的走線過長會引起寄生振蕩，那就串在這里，假如是MOS管到電感的走線過長引起的寄生振蕩，那就串在那里，也可以直接留下預焊接位，哪個有問題串在哪里。然后看BOOST的設計，如下圖所示，原理基本差不多。

濾波與防護設計：

電源與外部連接濾波與防護的設計，靜電放電防護與雷擊浪涌防護。差模雷擊防護與共模雷擊浪涌防護。差模濾波與共模濾波,高頻濾波與低頻濾波設計。 ? ? ? ?如果是外部端口要考慮雷擊浪涌防護，差模防護，共模防護，可以在正負之間并聯一個TVS管做差模防護，正負分別對地是做共模防護，X電容做差模旁路，Y電容做共模旁路，避免外部線纜感應外部噪聲，兩個共模電感形成pai型濾波電路。下圖最后一個電容有時候可以不加，跟噪聲源有很大的關系，所謂的感性負載產生電壓和容性負載產生電流(與常識恰恰相反)，因為電感在通斷的時候會產生一個感應電動勢應對電流突變，噪聲就來源于這里，電容在充電放電是電流在急速變化。如果電壓成分較多的時候，在前面加個電容的話旁路效果就不一樣，如果電流成分較多的時候，加電容也沒關系，因為電容阻抗比較低(高頻噪聲)，總的來說要靠電感量來設計。而如果不加CX2的話，兩個電感串聯，兩級濾波就會變成一級，總的來說可以很靈活的調整這個濾波器，在PCB設計的時候就應該全部預留焊接位，因為不知道實際上的噪聲是什么情況，在實際調試了之后，再來設計這個濾波電路。

二：PCB設計

有關疊層，在高速信號過程中與疊層相關，而電源也跟疊層有關，由于功率原因，很多會使用多層板，而多層板又帶來環路的改變，因此疊層和環路設計也需要注意。對于DCDC而言，首先就是參考地，保證環路最小，對于多層板而言，可以用中間層做參考，但一定要保證參考地在同一層，否則會導致環路面積直線上升。 ?

審核編輯：黃飛

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