在高性能數據采集系統的設計中，人們可能很少注意到，實現性能目標的最大障礙通常出現在模數轉換器之前的信號輸入通道。在進入復雜的混合信號電路之前，小信號處理電路非常關鍵。

在小信號處理電路中，由放大器帶來的噪聲是不可避免的，事實上這將決定系統可能實現的最佳信噪比。在本文中，我們將以稱重計和溫度測量為應用實例，討論在測試應用中如何通過高精度放大器提高測量精度的方法。

應用實例分析

1. 稱重計應用

稱重計應用在從浴室到工廠車間的各種場合中，滿量程從小于250磅到上千噸。稱重計都是基于薄膜金屬應變片加上精心設計的金屬桿結構，這些應變片連接成傳統的電橋結構以實現最大的靈敏度。它通常可以提供1~4mV/V的滿量程輸出，而采用5V激勵的最大輸出信號就是20mV。

在1盎司分辨率的高性能測量條件下，要顯示多達1噸（2000磅）的重量量程，我們將需要超過30，000個計數。為了在這個分辨率獲得精確的測量，需要一個可以提供125倍信號增益的放大器將A/D轉換器的20mV的輸出提高到2.5V，而且環路增益需要超過30，000，以保證滿足其分辨率的線性度。

2. 溫度傳感器

高精度溫度測量是高分辨率數據轉換器十分普通和迫切需要的另一種應用。在大多數情況下，所選用的傳感器是熱電偶。K型比例系數（由一片鎳絡合金和一片鎳鋁合金接合形成）為每度大約40uV，而S型（由鉑銠合金和鉑接合形成）的輸出大約為每度10uV。在測量范圍內必須對非線性誤差進行校正非常重要，這使測量工作進一步復雜化。在使用熱電偶時還會遇到其它電路問題，如熱電偶的連接需要保護電路等。

在整個測量范圍內，熱電偶的輸出通常可以達到20mV到50mV，或更高。在使用K型接點的情況下，在1，000度范圍內獲得0.1度分辨率的測量精度（或者是10，000個計數），使滿量程測量等于40mV似乎簡潔當的方法。其他誤差包括運算放大器的輸入漂移和0.25至0.5度的熱電偶非線性誤差。

3. 熱電堆

熱電堆（thermopile）是熱電偶的一個變種，它由若干薄膜熱電偶接點層組成一個傳感器堆，其每個金屬接線對都是由一個隱藏的“冷”邊和一個暴露在入射光的“熱”邊組成。它可用來進行激光功率、熱和火焰檢測測量。滿量程輸出通常不到1mV，10萬分之一滿量程的測量光輸出相當于不到10毫微伏。對于這種應用，找到一個低成本、高增益、低噪聲和低漂移放大器將是一個很大的挑戰。

影響精度的誤差分析

典型的AD轉換器框圖如圖1所示，主要的誤差影響因素包括參考電壓誤差、放大器誤差、傳感器誤差以及噪聲對測量精度的影響。了解這些誤差有助于設計工程師更好地應對提高測量精度的設計挑戰。

圖1：典型的AD轉換器框圖

1. 參考電壓誤差

因為參考電壓是用來與實際測量值進行比較的，因此這個參考電壓的實際值非常重要，需要對參考電壓進行周期性校準或軟件校準以修正這個基本的測量誤差。而且，精心設計的參考電壓可以用來最大限度地減少由于溫度造成的漂移。在超過0℃至40℃的條件下，一個100ppm/℃的溫度系數的誤差可能是4，000ppm，或滿量程范圍的0.4%。我們能夠利用軟件修正這個誤差，不過它將直接降低有效范圍。

2. 放大器誤差

由輸入放大器直接強加在輸入信號上的誤差會影響測量精度。以測壓力元件為例，一個20mV的滿量程信號將會有5%偏移，即1mV輸入偏置電壓。這個輸入偏置誤差可以直接降低測量精度，用足夠動態范圍的A/D轉換器就可能利用軟件消除這個誤差。這個誤差也有一個與溫度有關的成份，稱為輸入偏置漂移，必須認真考慮并進行修正。偏置電流，也稱為輸入漏電流，它能在高阻抗傳感器或傳感器管腳或者是傳感器與放大器輸入之間的任何阻抗上造成直接的電壓偏置誤差。例如，如果輸入偏置電流為0.1微安，在10歐姆電阻上的電壓降就將產生1微伏的誤差。

3. 傳感器誤差

修正傳感器誤差可能很困難。以測壓力元件為例，雖然在生產過程中進行了仔細的線性校準，但是應用中不同設備之間的輸出比例系數的變化仍然高達25%。在上述的稱重實例中，參考電壓通常是由測壓元件的激勵產生的，產生一種比例式測量（ratiometric measurement）方法，該方法可消除漂移誤差。偏置電流與橋接電流量的比值可直接影響測量的精度。熱電偶中的阻抗、熱電堆保護和補償電路使輸入漏電流變得尤其重要。

4. 噪聲影響

噪聲有許多來源，而且通常是整個系統性能的決定性因素。來自外部的噪聲更加難以控制，包括來自附近高速的數字邏輯電路、電源、風扇電機、電磁閥和射頻EMI的耦合噪聲，通過小心的接地設計、屏蔽技術和電路板布局等對于實現預期精度非常關鍵。選擇一個引入噪聲最小、具有消除外部引入誤差并具有足夠增益帶寬的緩沖放大器，與上述減少任何輸入誤差的方法同樣重要。

可以根據引入的噪聲大小評價高精度放大器，在該測量對一項特定應用很重要時，其噪聲量通常是根據對不受限制帶寬（寬頻帶）信號的測量值來確定的，或者是在確定的帶寬上得到的值。噪聲規范通常是作為輸入參考噪聲，它是在輸出與輸入短路的條件下測量得出的值，因此完全是因為放大器本身產生的噪聲。

使用A/D轉換器時，背景噪聲是可用測量精度的決定性因素。當一個器件的額定分辨率為24位時，由于噪聲導致的局限性，通常轉換器實現的實際精度更低。例如放大器的規格，制造商是根據噪聲電平來確定他們的產品的，或者是根據極低噪聲或有效位（分辨率，也稱為ENOB）。事實上，有效位規格是由噪聲電平RMS值計算出來的，極低噪聲值則是基于峰-峰值，通常相當于統計RMS值的6.6倍之多。因此，極低噪聲規格表示的是轉換器的有效分辨率，在背景噪聲以上LSB位依然保持穩定。由于這個值基于輸入范圍與測量得到的噪聲的比值，需要特別注意的是規格中的限制條件，例如參考電壓和輸入范圍可能因應用不同而異，數據手冊上所承諾的與實際比值可能有相當大的差異。

放大器解決方案

我們已經了解到許多應用需要優異性能，放大器就是一種可有效地修正自身誤差的低成本器件，同時也可以保證高增益配置的穩定性。斬波放大器是一種典型的可自修正放大器。

目前，優良的斬波放大器能夠很容易地實現幾個微伏的初始偏置誤差及低漂移。不過，像任何放大器設計一樣，要同時實現低噪聲和高增益具有相當大的挑戰性。如上述的稱重例子，其信號增益需要保持100，000個測量計數的精度。這相當于至少需要1，250萬的增益，最少也要142dB增益。而噪聲使得在高增益電路中要實現這么高的增益更加困難。

簡言之，對這些應用來說，一個放大器的噪聲水平需要與其它誤差達到同樣的范圍。所有的半導體放大器都會有1/f噪聲，也稱為閃爍噪聲（flicker noise），它是由于材料而產生的一種基本現象。與頻率相反，在一個特定的噪聲拐點以下，噪聲密度將呈指數增加，而且在低頻時變得有非常大。在200Hz的典型信號帶寬內，一個允許我們在20mV滿量程信號時保持18位分辨率的放大器需要有10nV/rt-Hz左右的噪聲密度。很少有放大器能低成本地以單芯片實現這種低噪聲和高增益的組合特性。

要實現這樣的性能水平，設計師通常可以設計混合的多放大器系統。這個系統采用一種具有高輸入阻抗、輸入糾錯電路和第二個（或第三個）補償放大器的輸入放大器組合，以實現所需的增益。這些電路既昂貴又難以實現。集中于一個參數的放大器經常在其他方面帶來嚴重的問題，例如JFET輸入放大器就是因高輸入偏置誤差而著稱。分立式斬波放大器電路也已經實現，但具有高復雜性和高成本。Cirrus Logic公司推出的CS3000系列放大器實現了良好的噪聲性能。當斬波做得很好時，特別有利于降低低頻應用中的1/f噪聲，CS3000電路可消除輸入偏置誤差，運行于相當高的時鐘速率。

利用多個內部增益級和細微最優化的補償，CS3000系列放大器可提供優異的開環增益，以及幾乎2MHz的調整增益帶寬。不過，這些器件為低于2kHz的信號進行了內部優化，可最大限度地減少功耗，當用于高于50V/V的增益配置時，需要進行外部補償。值得注意的是，高開環增益可以實現兩個目標：1. 傳感器增益是要求獲得微小的傳感器信號，該信號能夠被A/D轉換器精確地測量到；2. 其余的增益需要保持動態精度。

圖2是一個熱電堆應用的實例。當暴露在高水平的紅外輻射下時，這個器件可輸出幾個毫伏的滿度電壓。在這個電路中CS3001所提供的增益是650V/V（56dB），結果可產生大約1.5V的滿度信號，有超過140dB（最小）的增益裕量以保證線性誤差。這樣，A/D轉換器的測量精度將可超過17位。

圖2：熱堆放大器實例