由于射頻(RF)電路為分布參數(shù)電路，在電路的實(shí)際工作中容易產(chǎn)生趨膚效應(yīng)和耦合效應(yīng)，所以在實(shí)際的PCB設(shè)計(jì)中，會(huì)發(fā)現(xiàn)電路中的干擾輻射難以控制。

如：數(shù)字電路和模擬電路之間相互干擾、供電電源的噪聲干擾、地線不合理帶來的干擾等問題。

正因?yàn)槿绱耍绾卧?a href="http://www.qldv.cn/v/tag/82/" target="_blank">PCB的設(shè)計(jì)過程中，權(quán)衡利弊尋求一個(gè)合適的折中點(diǎn)，盡可能地減少這些干擾，甚至能夠避免部分電路的干涉，是射頻電路PCB設(shè)計(jì)成敗的關(guān)鍵。

文中從PCB的LAYOUT角度，提供了一些處理的技巧，對提高射頻電路的抗干擾能力有較大的用處。

一 RF布局

這里討論的主要是多層板的元器件位置布局。

元器件位置布局的關(guān)鍵是固定位于RF路徑上的元器件，通過調(diào)整其方向，使RF路徑的長度最小，并使輸入遠(yuǎn)離輸出，盡可能遠(yuǎn)地分離高功率電路和低功率電路，敏感的模擬信號(hào)遠(yuǎn)離高速數(shù)字信號(hào)和RF信號(hào)。

在布局中常采用以下一些技巧：

1 一字形布局

RF主信號(hào)的元器件盡可能采用一字形布局，如圖1所示。

但是由于PCB板和腔體空間的限制，很多時(shí)候不能布成一字形，這時(shí)候可采用L形，最好不要采用U字形布局(如圖2所示)，有時(shí)候?qū)嵲诒苊獠涣说那闆r下，盡可能拉大輸入和輸出之間的距離，至少1.5cm以上。

圖1 一字形布局

圖2 L形和U字形布局

另外在采用L形或U字形布局時(shí)，轉(zhuǎn)折點(diǎn)最好不要?jiǎng)傔M(jìn)入接口就轉(zhuǎn)，如圖3左所示，而是在稍微有段直線以后再轉(zhuǎn)，如圖3右圖所示。

圖3 兩種方案

2 相同或?qū)ΨQ布局

相同的模塊盡可能做成相同的布局或?qū)ΨQ的布局，如圖4、圖5所示。

圖4 相同布局

圖5 對稱布局

3 十字形布局

偏置電路的饋電電感與RF通道垂直放置，如圖6所示，主要是為了避免感性器件之間的互感。

圖6 十字形布局

4 45度布局

為合理的利用空間，可以將器件45度方向布局，使射頻線盡可能短，如圖7所示。

圖7 45度布局

二 RF布線

布線的總體要求是：RF信號(hào)走線短且直，減少線的突變，少打過孔，不與其它信號(hào)線相交，RF信號(hào)線周邊盡量多加地過孔。

以下是一些常用的優(yōu)化方式：

1 漸變線處理

在射頻線寬比IC器件管腳的寬度大比較多的情況下，接觸芯片的線寬采用漸變方式，如圖8所示。

圖8 漸變線

2 圓弧線處理

射頻線不能直的情況下，作圓弧線處理，這樣可以減少RF信號(hào)對外的輻射和相互問的耦合。有實(shí)驗(yàn)證明，傳輸線的拐角采用變曲的直角，能最大限度的降低回?fù)p。如圖9所示。

圖9 圓弧線

3 地線和電源

地線盡可能粗。在有條件的情況下，PCB的每一層都盡可能的鋪地，并使地連到主地上，多打地過孔，盡量降低地線阻抗。

RF電路的電源盡量不要采用平面分割，整塊的電源平面不但增加了電源平面對RF信號(hào)的輻射，而且也容易被RF信號(hào)的干擾。所以電源線或平面一般采用長條形狀，根據(jù)電流的大小進(jìn)行處理，在滿足電流能力的前提下盡可能粗，但是又不能無限制的增寬。在處理電源線的時(shí)候，一定要避免形成環(huán)路。

電源線和地線的方向要與RF信號(hào)的方向保持平行但不能重疊，在有交叉的地方最好采用垂直十字交叉的方式。

4 十字交叉處理

RF信號(hào)與IF信號(hào)走線十字交叉，并盡可能在他們之間隔一塊地。

RF信號(hào)與其他信號(hào)走線交叉時(shí)，盡量在它們之間沿著RF走線布置一層與主地相連的地。如果不可能，一定要保證它們是十字交叉的。這里的其他信號(hào)走線也包括電源線。

5 包地處理

對射頻信號(hào)、干擾源、敏感信號(hào)及其他重要信號(hào)進(jìn)行包地處理，這樣既可以提高該信號(hào)的抗干擾能力，也可以減少該信號(hào)對其他信號(hào)的干擾。如圖10所示。

圖10 包地處理

6 銅箔處理

銅箔處理要求圓滑平整，不允許有長線或尖角，若不能避免，則在尖角、細(xì)長銅箔或銅箔的邊緣處補(bǔ)幾個(gè)地過孔。

7 間距處理

射頻線離相鄰地平面邊緣至少要有3W的寬度，且3W范圍內(nèi)不得有非接地過孔。

圖11 間距

同層的射頻線要作包地處理，并在地銅皮上加地過孔，孔間距應(yīng)小于信號(hào)頻率所對應(yīng)波長(λ)的1／20，均勻排列整齊。包地銅皮邊緣離射頻線2W的寬度或3H的高度，H表示相鄰介質(zhì)層的總厚度。

三 腔體處理

對整個(gè)RF電路，應(yīng)把不同模塊的射頻單元用腔體隔離，特別是敏感電路和強(qiáng)烈輻射源之間，在大功率的多級(jí)放大器中，也應(yīng)保證級(jí)與級(jí)之間的隔離。

整個(gè)電路支流放置好后，就是對屏蔽腔的處理，屏蔽腔體的處理有以下注意事項(xiàng)：

整個(gè)屏蔽腔體盡量做成規(guī)則形狀，便于鑄模。對于每一個(gè)屏蔽腔盡量做成長方形，避免正方形的屏蔽腔。

屏蔽腔的轉(zhuǎn)角采用弧形，屏蔽金屬腔體一般采用鑄造成型，弧形的拐角便于鑄造成型時(shí)候拔模。如圖12所示。

圖12 腔體

屏蔽腔體的周邊是密封的，接口的線引入腔體一般采用帶狀線或微帶線，而腔體內(nèi)部不同模塊采用微帶線，不同腔體相連處采用開槽處理，開槽的寬度為3mm，微帶線走在正中間。

腔體的拐角放置3mm的金屬化孔，用來固定屏蔽殼，在每支長的腔體上也要均勻放置同等的金屬化孔，用來加固支撐作用。

腔體一般做開窗處理，便于焊接屏蔽殼，腔體上一般厚2 mm以上，腔體上加2排開窗過孔屏，過孔相互錯(cuò)開，同一排過孔之間間距150MIL。

四 結(jié)束語

射頻電路PCB設(shè)計(jì)成敗的關(guān)鍵在于如何減少電路輻射，從而提高抗干擾能力，但是在實(shí)際的布局與布線中一些問題的處理是相沖突的，因此如何尋求一個(gè)折中點(diǎn)，使整個(gè)射頻電路的綜合性能達(dá)到最優(yōu)，是設(shè)計(jì)者必須要考慮的問題。

所有這些都要求設(shè)計(jì)者具有一定的實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)和工程設(shè)計(jì)能力，但是要具備這些能力，每一個(gè)設(shè)計(jì)者都不可能一蹴而就的，只有從其他人那里借鑒經(jīng)驗(yàn)，加上自己的不停摸索和思考，才能不斷進(jìn)步。

文章總結(jié)了工作中的一些設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，有利于提高射頻電路PCB的抗干擾能力，幫助射頻電路設(shè)計(jì)初學(xué)者少走不必要的彎路。

PCB射頻電路四大基礎(chǔ)特性

本文從射頻界面、小的期望信號(hào)、大的干擾信號(hào)、相鄰頻道的干擾四個(gè)方面解讀射頻電路四大基礎(chǔ)特性，并給出了在PCB設(shè)計(jì)過程中需要特別注意的重要因素。

1 射頻電路仿真之射頻的界面

無線發(fā)射器和接收器在概念上，可分為基頻與射頻兩個(gè)部份。基頻包含發(fā)射器的輸入信號(hào)之頻率范圍，也包含接收器的輸出信號(hào)之頻率范圍。基頻的頻寬決定了數(shù)據(jù)在系統(tǒng)中可流動(dòng)的基本速率。

基頻是用來改善數(shù)據(jù)流的可靠度，并在特定的數(shù)據(jù)傳輸率之下，減少發(fā)射器施加在傳輸媒介（transmission medium）的負(fù)荷。

因此，PCB設(shè)計(jì)基頻電路時(shí)，需要大量的信號(hào)處理工程知識(shí)。

發(fā)射器的射頻電路能將已處理過的基頻信號(hào)轉(zhuǎn)換、升頻至指定的頻道中，并將此信號(hào)注入至傳輸媒體中。

相反的，接收器的射頻電路能自傳輸媒體中取得信號(hào)，并轉(zhuǎn)換、降頻成基頻。

發(fā)射器有兩個(gè)主要的PCB設(shè)計(jì)目標(biāo)：第一是它們必須盡可能在消耗最少功率的情況下，發(fā)射特定的功率。第二是它們不能干擾相鄰頻道內(nèi)的收發(fā)機(jī)之正常運(yùn)作。

就接收器而言，有三個(gè)主要的PCB設(shè)計(jì)目標(biāo)：首先，它們必須準(zhǔn)確地還原小信號(hào)；第二，它們必須能去除期望頻道以外的干擾信號(hào)；最后一點(diǎn)與發(fā)射器一樣，它們消耗的功率必須很小。

2 射頻電路仿真之大的干擾信號(hào)

接收器必須對小的信號(hào)很靈敏，即使有大的干擾信號(hào)（阻擋物）存在時(shí)。

這種情況出現(xiàn)在嘗試接收一個(gè)微弱或遠(yuǎn)距的發(fā)射信號(hào)，而其附近有強(qiáng)大的發(fā)射器在相鄰頻道中廣播。

干擾信號(hào)可能比期待信號(hào)大60~70 dB，且可以在接收器的輸入階段以大量覆蓋的方式，或使接收器在輸入階段產(chǎn)生過多的噪聲量，來阻斷正常信號(hào)的接收。

如果接收器在輸入階段，被干擾源驅(qū)使進(jìn)入非線性的區(qū)域，上述的那兩個(gè)問題就會(huì)發(fā)生。為避免這些問題，接收器的前端必須是非常線性的。

因此，“線性”也是PCB設(shè)計(jì)接收器時(shí)的一個(gè)重要考慮因素。

由于接收器是窄頻電路，所以非線性是以測量“交調(diào)失真（intermodulation distortion）”來統(tǒng)計(jì)的。

這牽涉到利用兩個(gè)頻率相近，并位于中心頻帶內(nèi)（in band）的正弦波或余弦波來驅(qū)動(dòng)輸入信號(hào)，然后再測量其交互調(diào)變的乘積。

大體而言，SPICE是一種耗時(shí)耗成本的仿真軟件，因?yàn)樗仨殘?zhí)行許多次的循環(huán)運(yùn)算以后，才能得到所需要的頻率分辨率，以了解失真的情形。

3 射頻電路仿真之小的期望信號(hào)

接收器必須很靈敏地偵測到小的輸入信號(hào)。一般而言，接收器的輸入功率可以小到1 μV。

接收器的靈敏度被它的輸入電路所產(chǎn)生的噪聲所限制。因此，噪聲是PCB設(shè)計(jì)接收器時(shí)的一個(gè)重要考慮因素。

而且，具備以仿真工具來預(yù)測噪聲的能力是不可或缺的。附圖一是一個(gè)典型的超外差（superheterodyne）接收器。接收到的信號(hào)先經(jīng)過濾波，再以低噪聲放大器（LNA）將輸入信號(hào)放大。

然后利用第一個(gè)本地振蕩器（LO）與此信號(hào)混合，以使此信號(hào)轉(zhuǎn)換成中頻（IF）。前端（front-end）電路的噪聲效能主要取決于LNA、混合器（mixer）和LO。

雖然使用傳統(tǒng)的SPICE噪聲分析，可以尋找到LNA的噪聲，但對于混合器和LO而言，它卻是無用的，因?yàn)樵谶@些區(qū)塊中的噪聲，會(huì)被很大的LO信號(hào)嚴(yán)重地影響。

小的輸入信號(hào)要求接收器必須具有極大的放大功能，通常需要120 dB這么高的增益。在這么高的增益下，任何自輸出端耦合（couple）回到輸入端的信號(hào)都可能產(chǎn)生問題。

使用超外差接收器架構(gòu)的重要原因是，它可以將增益分布在數(shù)個(gè)頻率里，以減少耦合的機(jī)率。

這也使得第一個(gè)LO的頻率與輸入信號(hào)的頻率不同，可以防止大的干擾信號(hào)“污染”到小的輸入信號(hào)。

因?yàn)椴煌睦碛桑谝恍o線通訊系統(tǒng)中，直接轉(zhuǎn)換（direct conversion）或內(nèi)差（homodyne）架構(gòu)可以取代超外差架構(gòu)。

在此架構(gòu)中，射頻輸入信號(hào)是在單一步驟下直接轉(zhuǎn)換成基頻，因此，大部份的增益都在基頻中，而且LO與輸入信號(hào)的頻率相同。

在這種情況下，必須了解少量耦合的影響力，并且必須建立起“雜散信號(hào)路徑（stray signal path）”的詳細(xì)模型，譬如：穿過基板（substrate）的耦合、封裝腳位與焊線（bondwire）之間的耦合、和穿過電源線的耦合。

4 射頻電路仿真之相鄰頻道的干擾

失真也在發(fā)射器中扮演著重要的角色。發(fā)射器在輸出電路所產(chǎn)生的非線性，可能使傳送信號(hào)的頻寬散布于相鄰的頻道中。這種現(xiàn)象稱為“頻譜的再成長（spectral regrowth）”。

在信號(hào)到達(dá)發(fā)射器的功率放大器（PA）之前，其頻寬被限制著；但在PA內(nèi)的“交調(diào)失真”會(huì)導(dǎo)致頻寬再次增加。如果頻寬增加的太多，發(fā)射器將無法符合其相鄰頻道的功率要求。

當(dāng)傳送數(shù)字調(diào)變信號(hào)時(shí)，實(shí)際上，是無法用SPICE來預(yù)測頻譜的再成長。因?yàn)榇蠹s有1000個(gè)數(shù)字符號(hào)（symbol）的傳送作業(yè)必須被仿真，以求得代表性的頻譜，并且還需要結(jié)合高頻率的載波，這些將使SPICE的瞬態(tài)分析變得不切實(shí)際。