引言

當(dāng)談到在負(fù)載點(diǎn)應(yīng)用中構(gòu)建負(fù)電壓軌時(shí)，設(shè)計(jì)人員有許多方法可供選擇。專門為此而設(shè)計(jì)的集成器件并-不常見，并且其它現(xiàn)成的方法一般都有明顯的缺點(diǎn)，例如：體積過大、噪聲過高、效率太低等。如果有負(fù)電壓，則可以把它用作轉(zhuǎn)換器的輸入。本文為你介紹一種利用標(biāo)準(zhǔn)正降壓轉(zhuǎn)換器構(gòu)建負(fù)升壓轉(zhuǎn)換器的方法，其利用一個(gè)現(xiàn)有的負(fù)電壓，創(chuàng)建一個(gè)大（大負(fù)值）振幅的輸出電壓。使用升壓穩(wěn)壓器，實(shí)現(xiàn)一種更小型、高效和更具性價(jià)比的設(shè)計(jì)。我們?cè)谶@里為你呈現(xiàn)一個(gè)使用集成FET 降壓轉(zhuǎn)換器的完整設(shè)計(jì)舉例。文章討論了基本工作原理、高級(jí)設(shè)計(jì)權(quán)衡方法以及所產(chǎn)生轉(zhuǎn)換器的閉環(huán)補(bǔ)償設(shè)計(jì)。

負(fù)升壓拓?fù)?/p>

負(fù)升壓轉(zhuǎn)換器的實(shí)現(xiàn)，利用了正降壓轉(zhuǎn)換器與負(fù)升壓轉(zhuǎn)換器電源設(shè)計(jì)和控制之間存在的一些相似之處。圖1 描述了正降壓穩(wěn)壓器的基本工作原理。降壓轉(zhuǎn)換器由一個(gè)對(duì)VIN削波的半橋和一個(gè)提取DC組件的濾波器組成。通過改變上層FET 的占空比（D），對(duì)經(jīng)過濾波的輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。當(dāng)VOUT 過低時(shí)，控制環(huán)路通過增加D來(lái)做出反應(yīng)。當(dāng)VOUT 過高時(shí)，D降低。降壓輸入電流為非連續(xù)（具有更強(qiáng)的RMS電流），而輸出電流連續(xù)，并且等于電感電流波形。電感的電流為正，其從半橋流出。

圖2顯示了負(fù)升壓拓?fù)?。在這種拓?fù)渲校粋€(gè)更大的負(fù)電壓產(chǎn)生自現(xiàn)有負(fù)電壓。在D期間，電感電流增加，對(duì)能量進(jìn)行存儲(chǔ)（dI = –VIN × D × T/L）。在1-D 期間，能量轉(zhuǎn)移至輸出。當(dāng)上層FET 關(guān)閉并且下層FET 開啟時(shí)，電感電流流入輸出，從而在電感電流下降時(shí)為負(fù)載提供支持。由圖1和圖2，我們可以看到，負(fù)升壓穩(wěn)壓器與正降壓穩(wěn)壓器完全相同，只是電平偏移至接地電壓以下。另外，VIN和VOUT 被顛倒。請(qǐng)注意下列共同特點(diǎn)：

·上層FET 為受控開關(guān)。

·電感電流以相同方向流過電感（流出半橋）。

·D增加，VOUT 增加。

這些共同點(diǎn)的重要性在于，可利用現(xiàn)有正降壓轉(zhuǎn)換器構(gòu)建負(fù)升壓轉(zhuǎn)換器。兩者工作的一個(gè)差別是，升壓轉(zhuǎn)換器有非連續(xù)輸出電流和連續(xù)輸入電流，而降壓轉(zhuǎn)換器則相反。

轉(zhuǎn)換器選擇

在選擇某個(gè)轉(zhuǎn)換器時(shí)，還有三件事情需要考慮：

1、轉(zhuǎn)換器應(yīng)具有外部補(bǔ)償，以適應(yīng)與升壓轉(zhuǎn)換器相關(guān)的不同控制算法，我們將在后面討論。

2、轉(zhuǎn)換器處理與輸入電流相等的電流，而非負(fù)載電流，因此需相應(yīng)地調(diào)整額定電流和電流限制。例如，效率影響（η）忽略不計(jì)時(shí)，一個(gè)12W 、-6V到-12V 的升壓轉(zhuǎn)換器具有1A（12W ）的輸出電流和2A（12W ）的輸入電流。這種設(shè)計(jì)要求使用額定電流大于2A的轉(zhuǎn)換器。所選轉(zhuǎn)換器的額定輸出電流必須大于方程式1的結(jié)果：

3、轉(zhuǎn)換器的VDD 被-VOUT 偏置。當(dāng)轉(zhuǎn)換器首次上電時(shí)，VOUT 等于VIN ，而VOUT 在進(jìn)入調(diào)節(jié)以前會(huì)一直上升。因此，控制器規(guī)格應(yīng)允許轉(zhuǎn)換器以VDD = |–VIN|啟動(dòng)，而-轉(zhuǎn)換器工作額定值應(yīng)為VDD = |–VOUT|。例如，把-6V輸入轉(zhuǎn)換為-12V 輸出的設(shè)計(jì)要求控制器以VDD=6V啟動(dòng)，并在VDD=12V 啟動(dòng)以后繼續(xù)運(yùn)行。當(dāng)負(fù)輸入為低電壓時(shí)，這就存在問題。一種解決方案是，使用一個(gè)具有隔離于電源VIN的VDD的轉(zhuǎn)換器。圖3顯示了利用德州儀器（TI）TPS54020 把-2.0V 轉(zhuǎn)換為-2.2V 的負(fù)升壓穩(wěn)壓器。盡管它是一種相對(duì)低壓穩(wěn)壓器，但是，只要轉(zhuǎn)換器規(guī)格支持這些電壓，所有-VIN和-VOUT 的原理都相同。注意，U1即引腳VIN的電源與引腳PVIN的電源接地分開，從而實(shí)現(xiàn)低壓運(yùn)行。如前所述，并參見方程式1，轉(zhuǎn)換器的額定電流由輸入電流驅(qū)動(dòng)。因此，轉(zhuǎn)換器的功耗取決于輸入電流。

負(fù)升壓穩(wěn)壓器（ηBOOST）的效率與正降壓穩(wěn)壓器（ηBUCK）的效率有關(guān)，但要稍低一點(diǎn)。圖4和方程式2顯示了這兩種效率的關(guān)系，當(dāng)規(guī)定ηBUCK約為90%時(shí)兩者差不多相等：

組件選擇

我們可以按照降壓轉(zhuǎn)換器產(chǎn)品說明書規(guī)定的相同標(biāo)準(zhǔn)來(lái)選擇電感。應(yīng)根據(jù)應(yīng)用要求的紋波電壓來(lái)選擇升壓轉(zhuǎn)換器的輸入和輸出電容器，并時(shí)刻記住，輸出電容器額定值必須適應(yīng)更高的RMS電流。

控制理論

相比降壓轉(zhuǎn)換器，升壓轉(zhuǎn)換器具有一種不-同的、更復(fù)雜的傳輸函數(shù)。與降壓轉(zhuǎn)換器一樣，電壓模式控制和電流模式控制之間的傳輸函數(shù)不同。本分析使用一個(gè)基于TPS54020（一種電流模式器件）的電流模式控制升壓轉(zhuǎn)換器。波特圖方法用于評(píng)估這種控制環(huán)路設(shè)計(jì)的穩(wěn)定性。穩(wěn)定性相關(guān)點(diǎn)為開環(huán)增益穿過統(tǒng)一性的相位，以及相位穿過- 180 °時(shí)的增益。開環(huán)增益等于正向傳輸函數(shù)乘以控制傳輸函數(shù)，包括控制環(huán)路周圍的所有增益。

電流模式功率級(jí)（控制術(shù)語(yǔ)叫“車間”）具有方程式3 所示正向傳輸函數(shù)：

其中，s為復(fù)形拉普拉斯變量，He（s）代表高頻動(dòng)態(tài)。連續(xù)升壓具有兩個(gè)突出控制功能。首先，“車間”是一個(gè)單極系統(tǒng)，原因是電流模式控制影響。其次，有一個(gè)右半層零點(diǎn)（RHPZ）。1，2RHPZ、“車間”極和COUT 等效串聯(lián)電阻（ESR ）零點(diǎn)頻率分別表示為下列方程式：

RHPZ要求，環(huán)路整體增益帶寬低于最小RHPZ頻率，通常為5到10倍。如果需要更低的帶寬，則可忽略RHPZ，并且方程式3中的He（s）也可忽略。這種設(shè)計(jì)使用陶瓷輸出電容器，因此ESR零點(diǎn)也可忽略?，F(xiàn)在，控制方程式可簡(jiǎn)化為：

方程式3和5經(jīng)過修改，使用gM（A/V輸出電流增益補(bǔ)-償）而非RSENSE，并且gM=1/RSENSE 。

負(fù)升壓穩(wěn)壓器設(shè)計(jì)

經(jīng)證明，正向傳輸函數(shù)簡(jiǎn)化為一個(gè)方程式5所示單極系統(tǒng)?，F(xiàn)實(shí)控制環(huán)路例子可基于使用TI TPS54020EVM082 的設(shè)計(jì)，VIN = –2.0 V，VOUT = –3.0 V ，并且IOUT = 6 A 。這種電氣設(shè)計(jì)可根據(jù)圖3所示電路重新配置為一個(gè)負(fù)升壓穩(wěn)壓器，其使用許多與EVM設(shè)計(jì)相同的組件。從現(xiàn)在起，后面的“輸入”和“輸出”均指升壓模式輸入和輸出。方程式4可用于計(jì)算32kHz的最小RHPZ?？刂骗h(huán)路設(shè)計(jì)的目標(biāo)是有一個(gè)1.0kHz 的整體增益交叉，因此可以忽略ESR零點(diǎn)和RHPZ的影響。

表1列出了一些具體的參數(shù)和值。方程式6使用這些值描述正向傳輸函數(shù)：

圖5顯示了4個(gè)不同負(fù)載電阻值的GPS（s）波特圖。注意，極點(diǎn)位置和低頻增益為負(fù)載電阻的函數(shù)。另外，還要注意，在極點(diǎn)以后增益斜率不再變化（COUT 驅(qū)動(dòng)）。在極點(diǎn)以前，增益依賴于負(fù)載，并且最大負(fù)載（最小RLOAD ）時(shí)出現(xiàn)最高頻率極點(diǎn)。0.5.負(fù)載（ILOAD=6.0A）帶來(lái)4.4kHz極點(diǎn)。我們還可以看到，RHPZ使增益上升而相位下降，從而造成無(wú)法補(bǔ)償，并要求在RHPZ影響變?yōu)椴焕郧俺霈F(xiàn)交叉。

這種設(shè)計(jì)的計(jì)劃是，獲得1.0kHz 開環(huán)傳輸函數(shù)的整體增益。1.0kHz 下，“車間”具有約+9 dB的增益。利用積分電路后面緊跟最高GPS（s）極點(diǎn)頻率零點(diǎn)，并且使用一個(gè)可產(chǎn)生1.0kHz 預(yù)期交叉-9 dB的整體增益（+9 dB + –9 dB = 0 dB），可以輕松地對(duì)這種正向傳輸函數(shù)進(jìn)行補(bǔ)償。這種補(bǔ)償接近于通過交叉的單極轉(zhuǎn)降特性，并帶來(lái)足夠的相位余量。

波特穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)

負(fù)反饋閉環(huán)系統(tǒng)具有一個(gè)如方程式7所示傳輸函數(shù)：

其中，G（s）為正向（“車間”）傳輸函數(shù)，H（s）為負(fù)反饋控制，而G（s）H（s）為開環(huán)傳輸函數(shù)。波特穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，除非G（s） H（s）=-1，否則Y（s）有理。在后一種情況下，Y（s）為無(wú)限且不穩(wěn)定。如果出現(xiàn)不穩(wěn)定，還必須具備兩個(gè)條件。首先，|G（s）H（s）|必須等于1（增益=0dB ）；其次，G（s）H（s） 相位必須等于–180 °，相當(dāng)于-1。包括相位余量和增益余量在內(nèi)的波特圖，用于評(píng)估控制設(shè)計(jì)接近這種條件的程度。當(dāng)增益等于0 dB時(shí)，相位余量被定義為G（s）H（s）和–180 °之間的相位差，同時(shí)當(dāng)相位等于–180 °時(shí)增益余量是指負(fù)增益。在電源設(shè)計(jì)過程中，通?？紤]45°以上的相位余量。

表1 負(fù)升壓穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)值和TPS54020產(chǎn)品說明書參數(shù)

誤差放大器補(bǔ)償

圖6顯示了誤差放大器（EA），該電路的傳輸函數(shù)描述如下：

注意，跨導(dǎo)誤差放大器的傳輸函數(shù)包括反饋分頻器增益。如果它是一個(gè)電壓反饋誤差放大器，則分頻器不會(huì)為一個(gè)增益項(xiàng)。查看方程式8我們發(fā)現(xiàn)，GEA（S）在0Hz處有一個(gè)極點(diǎn)，即下面頻率下的一個(gè)補(bǔ)償零點(diǎn)：

高頻極點(diǎn)頻率為：

注意，如果零點(diǎn)和極點(diǎn)以10或者以上作為間隔，則C15》》C1。我們的計(jì)劃是，讓增益等于1.0kHz時(shí)的-9dB。把零點(diǎn)放置于最高GPS（S）極點(diǎn)（4.4kHz），以補(bǔ)償“車間”極點(diǎn)，然后再更高頻率下放置其他極點(diǎn)。

評(píng)估f=1.0kHz的|GEA（s）|，并設(shè)置其等于-9dB，得到C1+C15≈0.117uF。我們選擇最接近標(biāo)準(zhǔn)值0.10uF。給定C15和4.4kHz預(yù)期零點(diǎn)位置時(shí)，R1可計(jì)算為360Ω。我們選擇最接近標(biāo)準(zhǔn)值的357Ω。高頻極點(diǎn)放置在50kHz處。這種做法有些隨意，但是該極點(diǎn)需大于10倍交叉頻率。以確保它不會(huì)降低環(huán)路相位余量。需要添加該高頻極點(diǎn)是因?yàn)?，它讓環(huán)路增益在高頻下不斷下降。經(jīng)計(jì)算，C1為0.01uF。圖7顯示了轉(zhuǎn)換器最終補(bǔ)償環(huán)路的波特圖。預(yù)計(jì)開環(huán)增益和相位，與測(cè)量的開環(huán)增益和相位緊密匹配，接近1.0kHz整體增益交叉。

測(cè)試數(shù)據(jù)

圖7還包括了0.5Ω負(fù)載電源的測(cè)量波特圖。在1.0kHz交叉附近，存在密切的相關(guān)性。圖7所示預(yù)計(jì)波形還包括了RHPZ效應(yīng)。1.0kHz和10kHz之間的增益和相位干擾被認(rèn)為來(lái)自于控制器的非線性特性，并且在50%以上負(fù)載電流時(shí)開始出現(xiàn)。由于這種現(xiàn)象出現(xiàn)在交叉以上，因此它對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性無(wú)關(guān)緊要。

圖8顯示了0.5.（6A）負(fù)載的開關(guān)波形。正如我們預(yù)計(jì)的那樣，它看起來(lái)與降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)波形完全一致，但電平偏移至接地電壓以下，具體取決于-3.0V VOUT 設(shè)置值。

其它考慮事項(xiàng)

關(guān)于這種轉(zhuǎn)換器，我們還需要注意其它三個(gè)方面。首先，TPS54020 有單獨(dú)的VIN 和VDD 。它實(shí)現(xiàn)了低電壓（此處為2V）功率轉(zhuǎn)換，而這對(duì)于許多其它轉(zhuǎn)換器是不可能的。其次，這種負(fù)升壓設(shè)計(jì)概念可擴(kuò)展至更高電壓，其僅受限于所選擇轉(zhuǎn)換器的額定值。最后且最重要的一點(diǎn)是，在升壓轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)以前但在電壓施加于PVIN引腳以后，升壓輸出的任何負(fù)載電流都通過低側(cè)FET 體二極管來(lái)傳導(dǎo)。即使以DC電流啟動(dòng)，TPS54020都能非常正常地工作，但是并非所有器件都能夠以這種相同的方式運(yùn)行。

因此，我們有必要添加一個(gè)與低側(cè)內(nèi)部FET 并聯(lián)的肖特基二極管，以為該電流提供一條外部通路。

結(jié)論

本文證明了正降壓穩(wěn)壓器可用于實(shí)現(xiàn)負(fù)升壓穩(wěn)壓器，并獲得良好的性能。在實(shí)時(shí)測(cè)量和控制環(huán)路波特圖中，實(shí)際性能都與我們預(yù)測(cè)的性能緊密匹配。

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