直接數(shù)字合成（DDS）技術(shù)正在迅速發(fā)展，但UHF和微波輸出頻率的直接合成尚不實(shí)用或經(jīng)濟(jì)上不可行。當(dāng)前最先進(jìn)的商用DDS IC（例如300 MHz AD9852單通道和AD9854正交完整DDS芯片）可為較低VHF頻譜（約120 MHz）提供可用輸出。 DDS和輸出DAC的采樣速度限制是主要瓶頸;基波DDS輸出信號(hào)不得大于采樣頻率的一半。ADI公司的下一代高速DDS IC將以900 MHz采樣速率和360 MHz可用基波輸出挑戰(zhàn)這些限制。

為了利用UHF和微波頻率下的DDS屬性，DDS通常與鎖相環(huán)（PLL）集成或在混頻器中上變頻。遺憾的是，使用 PLL 進(jìn)行乘法會(huì)影響信號(hào)完整性、頻率分辨率和敏捷性。此外，使用混頻器將DSB（雙邊帶）信號(hào)上變頻為更高頻率的單邊帶可能需要困難或不可能的輸出濾波以及高質(zhì)量的固定頻率本振（LO）。用于克服這些缺點(diǎn)的方法通常會(huì)導(dǎo)致需要多個(gè)PLL或混頻器/濾波器/振蕩器級(jí)。

以下是使用上述AD9854正交完全DDS和新器件AD8346正交調(diào)制器（相位精度在1度以?xún)?nèi)，幅度平衡在1900 MHz時(shí)）將單級(jí)上變頻至800至2500 MHz頻率的改進(jìn)且經(jīng)濟(jì)的方法。上變頻抑制載波單邊帶信號(hào)在整個(gè)頻率范圍內(nèi)顯示>36 dB的典型LO和不需要邊帶頻率抑制。此外，所有DDS信號(hào)質(zhì)量都得以保留，同時(shí)將上變頻的不需要的產(chǎn)物降至最低。36 dB抑制足以滿(mǎn)足許多應(yīng)用的需求，這種4000×的無(wú)用信號(hào)功率抑制將大大降低輸出濾波器的復(fù)雜性，或者提高在要求更高的應(yīng)用中進(jìn)行有效濾波的可行性。

要在上限和下邊帶之間進(jìn)行選擇，只需在AD8346調(diào)制器輸入引腳上反轉(zhuǎn)或交換正交DDS信號(hào)，I表示Q，Q表示I。AD9854 DDS提供多種調(diào)制模式（AM、FM、PSK和FSK）。除了敏捷的單頻信號(hào)外，它還提供數(shù)字和模擬通信功能，從而增強(qiáng)了該應(yīng)用的實(shí)用性。

正交DDS信號(hào)的上變頻只是AD8346正交調(diào)制器可以完成的一個(gè)例子。事實(shí)上，它可以對(duì)任何正交模擬基帶信號(hào)（直流至70 MHz）進(jìn)行上變頻，并具有類(lèi)似的邊帶抑制。

正交 SSB 上變頻

AD8346正交調(diào)制器具有出色的SSB上變頻性能，允許基帶信號(hào)直接調(diào)制800 MHz至2.5 GHz的本振（LO）頻率，冗余邊帶和LO頻率抑制典型值為36 dB。上變頻信號(hào)可以是跳頻、擴(kuò)頻或靜止的;未調(diào)制或?qū)拵д{(diào)制，在允許的輸入帶寬內(nèi)。對(duì)于DDS合成的上變頻正交信號(hào)，圖1中的框圖顯示了AD9854輸出信號(hào)如何施加到AD8346差分“基帶調(diào)制”輸入端，以便在LO頻率附近實(shí)現(xiàn)SSB上變頻。

圖1.正交 DDS SSB 上變頻

在正交上變頻中，兩個(gè)混頻器由正弦和余弦LO驅(qū)動(dòng)，它們?cè)趦?nèi)部來(lái)自用戶(hù)提供的單端高質(zhì)量振蕩器。混頻器饋送正弦和余弦基帶信號(hào)（濾波后的DDS輸出信號(hào)），以圍繞固定LO對(duì)稱(chēng)上變頻。兩個(gè)混頻器輸出在內(nèi)部相加，以添加同相分量并抑制混頻器輸出的正交分量。最終結(jié)果（無(wú)需額外濾波）是抑制載波、單邊帶、–10dBm和50歐姆阻抗的電壓輸出，頻率是LO和基帶信號(hào)之和或差值，加上LO和相反邊帶的抑制殘余。

正交調(diào)制需要精確的相位關(guān)系，并不是一個(gè)新概念。五十年前，正交調(diào)制的最初用途之一是產(chǎn)生單邊帶無(wú)線(xiàn)電電話(huà)信號(hào);它被稱(chēng)為“相位法”。然而，“濾波器方法”成為首選，因?yàn)槭褂媚M方法不容易在可觀帶寬上保持正交相位關(guān)系。這兩種方法都主要在低中頻頻率下使用，目的是去除冗余邊帶并消除“載波”。

AD9854 DDS使用300 MHz時(shí)鐘源產(chǎn)生直流至>120 MHz的數(shù)字精密正交輸出信號(hào)（典型精度為十分之二度）。在圖1所示的示例中，如果適當(dāng)分頻，時(shí)鐘可以從高質(zhì)量LO得出。AD8346的正交相位誤差在其800至2500 MHz輸出范圍內(nèi)典型值為1度。這些器件包括一個(gè)“芯片組”，可以在從擴(kuò)頻到電視的許多寬帶數(shù)字和模擬通信方案中很好地發(fā)揮作用。

Doug Smith 在 1998 年 3 月/4 月發(fā)行的 QEX：通信實(shí)驗(yàn)者論壇雜志上撰寫(xiě)的一篇文章“信號(hào)、樣本和東西：DSP 教程（第 1 部分）”中提供了更完整的解釋?zhuān)M和數(shù)字正交調(diào)制以及 SSB 上變頻的基本數(shù)學(xué)分析。欲了解更多信息，請(qǐng)聯(lián)系美國(guó)無(wú)線(xiàn)電中繼聯(lián)盟，地址：225 Main Street， Newington， CT 06111， http://www.arrl.org/qex。

為了更好地理解正交上變頻的優(yōu)點(diǎn)，比較兩種生成基于UHF和微波DDS的信號(hào)的常用方法可能會(huì)有所啟發(fā)：DDS/PLL倍頻和單級(jí)混頻器上變頻。

鎖相環(huán)/滴失控器乘法

將DDS信號(hào)乘以UHF和微波頻率很容易且經(jīng)濟(jì)，但代價(jià)是：DDS提供的優(yōu)勢(shì)幾乎在每個(gè)理想屬性中都會(huì)降低，包括相位噪聲規(guī)格、新頻率采集時(shí)間、頻率分辨率和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）。確實(shí)存在可降低信號(hào)衰減的PLL/DDS/混頻器/濾波器組合，但這種多級(jí)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性和成本可能無(wú)法容忍。圖2顯示了典型的DDS/PLL實(shí)現(xiàn)方案。

圖2.使用 LMX1501A PLL 評(píng)估板和 AD9851 DDS 的 DDS 和 PLL 集成示例

PLL輸出相位噪聲是一種明顯且易于觀察到的現(xiàn)象;其放大倍率會(huì)降低性能，與PLL的倍增因子成比例（以dB表示，20 log F表示）外/F在).例如，如果將10 MHz處的DDS信號(hào)頻率乘以100，從PLL產(chǎn)生1 GHz的輸出，則PLL環(huán)路帶寬內(nèi)的輸出相位噪聲將比原始輸入信號(hào)大約40 dB。此外，PLL環(huán)路帶寬內(nèi)的雜散信號(hào)或“雜散”將增加相同的量。這可能導(dǎo)致不可接受的雜散電平比DDS輸入信號(hào)高40dB

頻譜圖很容易顯示DDS信號(hào)的相位噪聲在圖2的PLL電路中乘以×64后如何受到影響。圖3顯示了14 MHz時(shí)PLL的DDS輸入信號(hào)，圖4顯示了896 MHz時(shí)的PLL倍增DDS信號(hào)。寬噪聲“裙邊”是相位噪聲下降的標(biāo)志。

圖3.14 MHz DDS 輸入信號(hào)

圖4.896 MHz 鎖相環(huán)輸出信號(hào)

為了說(shuō)明PLL倍增對(duì)雜散電平的影響，對(duì)DDS信號(hào)進(jìn)行了調(diào)制，以產(chǎn)生大量接近基波的低電平雜散。圖5顯示了饋送到PLL的調(diào)制DDS信號(hào)，圖6顯示了PLL的30 kHz環(huán)路帶寬內(nèi)的這些雜散是如何放大的。請(qǐng)注意，距離載波 >60 kHz，雜散幅度不受影響。相位噪聲沒(méi)有改變，也沒(méi)有改變?nèi)魏纹渌?a target="_blank">參數(shù)。

圖5.調(diào)制的 14 MHz DDS 信號(hào)至 PLL

圖6.896 MHz 鎖相環(huán)輸出信號(hào)

除了相位噪聲、時(shí)序抖動(dòng)和雜散電平下降之外，PLL乘法還會(huì)對(duì)許多其他理想的DDS屬性（包括頻率捷變和分辨率）產(chǎn)生不利影響。甚至頻率分辨率也會(huì)比DDS分辨率差N倍，并且新的頻率采集將受到PLL建立時(shí)間的限制（可能比DDS建立時(shí)間大10，000倍）。

DDS/混頻器上變頻

設(shè)計(jì)人員可以使用混頻器將DDS信號(hào)上變頻為UHF/微波頻率。上變頻不會(huì)顯著增加雜散電平或相位噪聲。此外，頻率捷變和分辨率不受影響。需要克服的最大障礙是雙邊帶（DSB）輸出的存在：LO + DDS和LO – DDS，以及發(fā)生的任何LO饋通。

圖7.典型混頻器的 DSB 輸出

圖7顯示了抑制載波（LO）單上變頻混頻器輸出的200 MHz頻譜區(qū)域，展示了上變頻時(shí)存在此問(wèn)題。兩個(gè)邊帶相距50 MHz，LO饋通頻率介于兩者之間的中間頻率為1.04 GHz，這種50 MHz的擴(kuò)展僅為1 GHz輸出頻率的5%。濾除信號(hào)以消除不需要的邊帶和LO饋通將非常困難。如果輸出頻率增加到2 GHz，可能會(huì)使事情復(fù)雜化到無(wú)法進(jìn)行濾波的地步。為了克服這個(gè)問(wèn)題，設(shè)計(jì)人員傳統(tǒng)上采用多級(jí)混頻和濾波，以產(chǎn)生具有更大邊帶間距的 UHF/微波端帶的 DSB 信號(hào)，該信號(hào)更容易濾波，但成本和復(fù)雜性要高得多。

DDS 上轉(zhuǎn)換實(shí)驗(yàn)室結(jié)果

SSB上變頻器的正交實(shí)現(xiàn)是在實(shí)驗(yàn)室中使用AD9854和AD8346的評(píng)估板完成的。需要對(duì)AD8346評(píng)估板進(jìn)行修改，以接受AD9854評(píng)估板提供的濾波、正交、單端信號(hào)。還需要提高輸出電壓電平，以滿(mǎn)足AD8346的輸入要求。實(shí)驗(yàn)室連接和修改的示意圖如圖 8 所示。修改如下：

添加兩個(gè) 1：16 中心抽頭阻抗升壓變壓器（微型電路 T16-6T），將單端正交信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)，并提供 1：4 電壓升壓。使用中心抽頭次級(jí)允許在差分信號(hào)中增加1.2 V的直流失調(diào)電壓，以符合AD8346輸入偏置要求。

在每個(gè)變壓器輸出端增加 1000 歐姆端接電阻。

添加一個(gè) 1.2 V 直流偏置源，該偏置源由兩個(gè)硅二極管組成，從 3.3 V 電源電壓正向偏置，通過(guò)一個(gè) 2000 歐姆限流電阻器。連接到I溝道和Q溝道變壓器次級(jí)繞組的中心抽頭。

圖8.連接和修改ADI公司的評(píng)估板，用于實(shí)驗(yàn)室評(píng)估

當(dāng)適當(dāng)調(diào)整AD9854的正交輸入信號(hào)以補(bǔ)償正交相位誤差和I&Q幅度不平衡時(shí)，對(duì)此設(shè)置的測(cè)試驗(yàn)證了AD8346數(shù)據(jù)手冊(cè)中傳達(dá)的性能預(yù)期。參見(jiàn)圖 9 和圖 10。

信號(hào)離開(kāi)AD9854 IC后，濾波器、電纜和PCB走線(xiàn)長(zhǎng)度不等、變壓器差異等會(huì)引入I&Q正交相位關(guān)系中的誤差。系統(tǒng)相位誤差無(wú)法通過(guò)更改AD9854的編程來(lái)校正。其輸出固定在精確的正交中。相位誤差可以通過(guò)調(diào)整從AD9854到AD8346評(píng)估板的電纜長(zhǎng)度來(lái)校正。幅度不等式可以使用AD9854的12位獨(dú)立正弦和余弦（I&Q）數(shù)字幅度乘法器級(jí)進(jìn)行校正。

圖9.AD8346調(diào)制器的輸出頻譜

圖9顯示了AD8346輸出頻譜的200 MHz段，以1.05 GHz為中心。DDS“調(diào)制”上邊帶和下邊帶信號(hào)在LO兩側(cè)25 MHz處以1.04 GHz的頻率可見(jiàn)。抑制的上邊帶 （USB） 和有利的下邊帶 （LSB） 幅度之間存在 -40 dB 的差異。40 dB 差分相當(dāng)于大約一萬(wàn)比 1 的功率比。這種邊帶抑制水平表示輸入信號(hào)相位失配程度約為1度。

圖 10.近距離觀察LSB

1.015 GHz下邊帶（LSB）的近視圖（圖10）顯示出出色的信號(hào)完整性。它與圖4中的PLL倍增信號(hào)形成鮮明對(duì)比。如前所述，可以交換發(fā)往正交調(diào)制器的正弦和余弦DDS信號(hào)，以使互補(bǔ)邊帶受到青睞。

LO饋通幅度（-36 dB）大于此設(shè)置中的抑制邊帶。LO饋通電平不受DDS I和Q輸入信號(hào)的相位或幅度的影響。為了降低LO饋通的重要性，每個(gè)差分輸入引腳的I&Q輸入信號(hào)的電壓電平應(yīng)最大化（1V p-p）。

結(jié)論

正交調(diào)制是一種成熟且經(jīng)濟(jì)的DDS上變頻到UHF和微波頻率的方法，而不會(huì)失去DDS技術(shù)的任何理想屬性或損害信號(hào)質(zhì)量。AD8346正交調(diào)制器簡(jiǎn)化了該過(guò)程。它與AD9854 DDS具有差分正交輸出的“自然”匹配。憑借高質(zhì)量的LO，UHF和微波SSB輸出很容易實(shí)現(xiàn)。

憑借AD9854的多種調(diào)制模式，該應(yīng)用在微波輸出頻率下支持（幾乎）完整的AM、FM、PSK、FSK激勵(lì)器。通過(guò)對(duì)AM抑制載波I和Q DDS輸出進(jìn)行少量附加信號(hào)處理，SSB語(yǔ)音或其他幅度調(diào)制方案成為可能。圖11顯示了IC如何與外部調(diào)制源和控制器件互連以執(zhí)行通信功能。

圖 11.框圖描述了射頻激勵(lì)器在 800 至 2500 MHz 頻段內(nèi)產(chǎn)生 AM、FM、FSK、PSK 調(diào)制信號(hào)所需的級(jí)數(shù)

36 dB（典型值）邊帶和LO抑制可直接用于許多應(yīng)用，而在要求更高的應(yīng)用中，輸出濾波變得不那么艱巨。適當(dāng)調(diào)整DDS I&Q信號(hào)相位關(guān)系和幅度平衡可以進(jìn)一步增加邊帶抑制。

雖然AD9854專(zhuān)門(mén)設(shè)計(jì)用于提供適當(dāng)?shù)妮敵鲂盘?hào)，無(wú)需多個(gè)DDS即可實(shí)現(xiàn)此功能，但本文所述應(yīng)用中的AD9854并不是將DDS和正交調(diào)制相結(jié)合的唯一方法。其他DDS IC，如AD9850、AD9851和AD983x系列，也可能用于正交對(duì)。如果兩個(gè)DDS可以同步，則很可能可以使用內(nèi)部相位偏移電路對(duì)它們進(jìn)行編程以實(shí)現(xiàn)正交輸出。有關(guān)DDS和數(shù)字調(diào)制器產(chǎn)品的完整列表，以及技術(shù)說(shuō)明和數(shù)據(jù)手冊(cè)，請(qǐng)參見(jiàn)DDS產(chǎn)品。還值得注意的是，AD9854具有獨(dú)立可編程的I和Q輸出幅度，使輸出匹配成為簡(jiǎn)單的軟件程序。

正交DDS SSB上變頻到2GHz以上的相對(duì)簡(jiǎn)單和經(jīng)濟(jì)性應(yīng)該鼓勵(lì)讀者考慮將這種技術(shù)添加到他們的曲目中。它在微波頻率下保留了所有理想的DDS屬性，同時(shí)大大減少了傳統(tǒng)雙邊帶混頻器上變頻器不需要的冗余邊帶。

審核編輯：郭婷