模數轉換器（ADC）在模擬輸入驅動至額定滿量程輸入電壓時提供最佳性能，但在許多應用中，最大可用信號與指定電壓不同，可能需要進行調整。滿足這一要求的有用器件是可變增益放大器（VGA）。了解VGA如何影響ADC的性能將有助于優化整個信號鏈的性能。

本文分析使用雙通道16位、125/105/80 MSPS流水線ADC和超低失真IF VGAAD8375的電路中的噪聲。信號鏈包括一個增益設置為+6 dB的VGA、一個在100 MHz時滾降為–3 dB的五階巴特沃茲低通濾波器和ADC。將顯示放大器和濾波器的噪聲計算，因為它們決定了ADC在目標頻帶上的動態性能。

問題

許多使用高速ADC的實際應用都需要某種驅動器、放大器或增益模塊，將輸入信號縮放到滿量程模擬輸入范圍。1以確保最佳的信噪比 （SNR） 和無雜散動態范圍 （SFDR）。此外，差分放大器還可以將單端信號轉換為差分信號以驅動ADC。當處于活動狀態時，這些元件會在ADC前端產生噪聲。在工作帶寬上積分這種噪聲會降低轉換性能。

為應用選擇合適的ADC取決于許多因素，包括：

模擬輸入范圍

輸入頻率/帶寬

所需分辨率/信噪比

所需的 SFDR

某些應用需要高動態范圍和高分辨率。AD9268是這些應用的理想選擇，在70 MHz中頻下提供78.2 dBFS（相對于滿量程的dB）SNR和88 dBc SFDR。

在系統層面，ADC前端可以使用放大器、變壓器或巴倫，但使用放大器的實現最為常見。放大器可用于以下一個或多個原因：

為輸入信號提供增益以提高ADC分辨率。

緩沖或變換輸入源和ADC之間的阻抗。

將單端輸入信號轉換為差分輸出信號。

AD8375 VGA可在各種增益設置下保持高線性度和均勻噪聲性能，可用于將單端信號轉換為差分信號。這些特性使其成為以較高中頻驅動ADC的良好候選者。遺憾的是，信號鏈中存在有源器件（放大器）會限制ADC的性能。

例

圖1顯示了用于執行噪聲計算的電路拓撲。AD8375具有高阻抗差分輸出（16 kΩ||0.8 pF）。具有100 MHz帶寬和150 Ω輸入和輸出阻抗的五階低通抗混疊濾波器（AAF）將放大器連接到ADC。圖1所示電路的頻率響應如圖2所示。

圖1.AD8375、AAF和AD9268信號鏈。

圖2.AD8375、AAF和AD9268信號鏈的頻率響應。

性能

系統設計人員可能不希望驅動ADC輸入的放大器會降低系統的整體動態性能，但為一種應用選擇驅動器和ADC組合并不意味著它將在另一種應用中提供相同的出色性能。此處描述的技術允許系統工程師在選擇放大器之前估計預期性能。

圖3顯示了兩種不同的設置： 圖3（a）使用無源耦合到轉換器，可作為客戶評估板上的默認選項。無源前端網絡使用變壓器或巴倫將單端信號轉換為差分信號，以及一個在大約200 MHz時滾降的無源低通濾波器。 圖3（b）顯示了可選的放大器路徑。下面比較了這兩種設置產生的噪聲。使用低中頻（10 MHz）的單音快速傅里葉變換（FFT）來計算放大器增加的噪聲。

圖3.典型的ADC前端：（a）無源。（b） 主動。

分析噪聲通常使用兩種技術，但每種技術都可能很麻煩。噪聲頻譜密度（NSD）定義了每單位帶寬的噪聲功率。ADC的均方dBm/Hz或dBFS/Hz表示，放大器的均方根nV/√Hz表示。這種單位不兼容為放大器驅動ADC時計算系統噪聲提供了障礙。

噪聲系數（NF）是輸入SNR與輸出SNR的對數比，以分貝表示。RF工程師常用的這種規范在純RF世界中是有意義的，但試圖在帶有ADC的信號鏈中使用NF計算可能會導致誤導性結果。2

另一種但更有效的技術是“去規范化”噪聲密度，將其表示為均方根噪聲電壓而不是均方電壓。這種方法（如此處所述）非常簡單，可以清楚地分析系統噪聲。

圖4和圖5顯示了兩個前端的低頻單音FFT。請注意，無源前端的信噪比為77.7 dBFS SNR，而有源前端的信噪比為72.5 dBFS，比ADC的預期性能低5.2 dBFS。

圖4.圖3a電路的10 MHz模擬輸入音的FFT。

圖5.圖3b電路的10 MHz模擬輸入音的FFT。

分析

圖3a和3b所示設置之間的唯一區別是在信號鏈中增加了放大器，因此可以安全地假設性能下降是由放大器的噪聲引起的。以下計算有助于了解放大器引入的額外噪聲。

首先，使用數據手冊中規定的轉換器滿量程差分輸入電壓。將峰峰值電壓轉換為均方根，除以2√2得到0.707 V rms。

(1)

基于ADC在10 MHz時的典型SNR，轉換器噪聲的貢獻為

使用 V噪聲，模數轉換器= 92.2 μV rms和系統SNR 放大器前端= 72.5 dBFS，使用公式3時，系統噪聲為168 μV rms。

從公式4得到的系統噪聲是ADC和VGA的組合噪聲。放大器噪聲可通過公式5計算為140 μV rms。該計算表明，放大器噪聲至少比ADC噪聲高50%，使其成為決定系統交流性能的限制因素。

注意，我們必須確定V的值是否噪音，放大器以上計算結果與放大器的數據手冊相符。額定噪聲頻譜密度約為20 nV/√Hz，差分輸出阻抗為150 Ω。

雖然數據手冊規定VGA的噪聲隨增益而相當恒定，但該噪聲會隨負載而變化，因此噪聲頻譜密度應與放大器輸出驅動的總阻抗成比例。因為放大器的差分輸出阻抗很大（16 kΩ||0.8 pF），放大器看到的阻抗（見圖1）可以計算為

[10 ? + (300 ?||150 ?||3.5 kΩ）] = 107 Ω。

使用此數字，本應用中AD8375的降額噪聲頻譜密度可從公式6中找到：

請注意，使用實際濾波器計算系統噪聲時，噪聲帶寬的形狀與理想濾波器的形狀不同。頻率響應的這種偏差由項、形狀因子表征，并考慮了滾降區域的噪聲。形狀因子取決于濾波器的階數，是噪聲帶寬與–3 dB帶寬之比。3濾波器中的極點越多，形狀因子就越接近統一。這種關系可以在表 1 中看到。

表 1.系統階數與形狀因子的關系

在圖 1 的示例中，形狀因子為 1.02。使用公式6，放大器注入的噪聲為;

VGA注入系統的估計噪聲值與使用公式5的測量值非常吻合，證明由AD8375和AD9268組成的信號鏈的性能由放大器主導。

結論

在許多情況下，需要使用放大器（VGA或增益模塊）將滿量程信號驅動至系統信號鏈中的ADC。系統設計人員必須意識到ADC最佳性能下降是由放大器的選擇引起的。在使用所選放大器和ADC進行設計之前，設計人員可以使用此處所示的方法計算放大器的噪聲貢獻，以估計預期系統實現的預期動態性能（如SNR特征）。

審核編輯：郭婷