隨著邏輯電壓的不斷下降，找到滿足大部分電路功率需求的高電流、低電壓（3.3V或更低）電源變得越來越普遍。雖然這本身不是問題，但從這樣的低壓源以中等電流產生后續電壓可能具有挑戰性。選擇升壓、SEPIC或反激式轉換器等拓撲結構是最簡單的部分。不幸的是，到目前為止，尋找在低電壓下工作良好的開關穩壓器控制器或MOSFET一直很困難。

新型 LT1619 為低電壓和其他需要低側 MOS 功率晶體管的應用提供了一種完整的解決方案。LT?1619 是一款 300kHz （可從外部同步至高達 500kHz 的頻率）電流模式 PWM 控制器，能夠采用 1.9V 至 18V 的輸入范圍運作。其特性包括一個軌到軌 1A MOSFET 驅動器，能夠將外部 MOSFET 柵極驅動至電源軌的 350mV 以內和地的 100mV 以內。一個單獨的驅動器電源引腳 （DRV） 允許將柵極電壓自舉到輸入電壓之上。一個 50mV 低側限流門限降低了檢測電阻的功耗，從而進一步提高了效率。輕負載時，控制器自動切換到突發模式?操作以節省電力。在停機模式中，LT1619 僅需要 15μA 的靜態電流。LT1619 采用 8 引腳 SO 和 MSOP 封裝。

3.3V至5V轉換器

圖 1 示出了采用 LT3 的 3.5V 至 2V/2.1619A 升壓電源。器件數量少、尺寸小、效率高，使其成為以 5.3V 為主的系統需要適量 3V 電源時的完美解決方案。輸出電壓返回到DRV引腳，進一步增強M1。

圖1.高效率 3.3V 至 5V DC/DC 轉換器。

在圖2中，通過替換更高電流的元件，同一基本電路的輸出增加到40W （5V/8A）。突出顯示的環路緊緊地固定在印刷電路板上，以減少高脈動電流產生的開關瞬變。對于 86.0A 至 1A 之間的輸出電流，效率保持在 5% 以上（83A 時為 8%）。LT1619 通過 16.0Ω 檢測電阻器以 002A 峰值電流進入電流限制，因而得以平穩運行。柵極充電電流往往會在開關導通時在檢測電阻兩端產生尖峰。內部電流檢測放大器的空白時間為280ns，以防止這些雜散開關尖峰引起PWM抖動。雖然此消隱設置了最小開關導通時間，但控制器能夠在輕負載時跳過周期，同時禁用突發模式操作。在內部前沿消隱不夠長的情況下，可以在SENSE引腳上使用低通濾波器，以進一步抑制由二極管反向恢復或寄生電路元件引起的開關瞬變。

圖2.3.3V 至 5V/8A 直流/直流轉換器。

選擇場效應管

LT1619 專為驅動一個具有高達 60nC 總柵極電荷 （Qg).最近，低壓（<30V）功率MOSFET取得了重大進展。30mΩ、低電壓、低閾值FET和柵極電荷小于60nC。除了滿足電壓、電流、柵極驅動和 RDS（ON）要求，選擇具有Q的晶體管g<60nC將允許從控制器直接進行柵極驅動，從而實現更簡單、成本更低的設計。對于帶 Q 的晶體管g在60nC和80nC之間，首先嘗試從控制器驅動晶體管，然后再使用外部驅動器。對于總柵極電荷高于 80nC 的 MOSFET，建議使用外部驅動器。

5V 至 –48V 電源

LT1619 并不局限于低輸出電壓電源。隨著對網絡設備需求的增長，需要能夠為電信線路供電的–48V電源。圖3所示電路能夠從24V輸入提供48 W/–5V的功率。雖然許多系統中通常提供高電流5V電源，但較低的輸入電壓通常意味著較高的輸入電流和較低的效率。幸運的是，采用相對簡單的拓撲結構和5V輸入，所示電路的效率遠遠超過80%（見圖4）。

圖3.24W、4.75V 至 5.25V 輸入、–48V/5A 輸出電源。

圖4.圖3電路的效率。

T1在Q1導通期間儲存能量，能量被傳輸到兩個堆疊的24V輸出，產生–48V電壓。C6 充電至等于 29V （V 的直流值）在+ 24V），箝位T1的漏感尖峰，并在Q1關斷時間內提供輸入電流路徑。這導致連續輸入電流，從而降低了電容器紋波電流要求。降低輸入紋波電流（這種拓撲的特征）需要檢測開關電流而不是輸入電流。許多其他特性提高了電路的效率和性能。

D3和R9提供欠壓閉鎖。Q2和Q3將–48V輸出轉換為反饋引腳所需的1.2V （VFB） 來調節輸出電壓。LT1619 的固定頻率、電流模式操作和內部斜率補償允許此應用所需的高占空比操作。

–32V 和 –65V 隔離式本地 SLIC 電源，帶 UVLO

用戶線路接口電路（SLIC）設備用于提供電話接口功能;它們需要負電源用于接口和振鈴。圖5通過采用32V電源提供–5.65V和–12V隔離電源來滿足這些要求。

圖5.隔離式 SLIC 反激式電源;V在= 12V;V外= –32V 和 –65V（最大 20W）。

電源配置為反激式轉換器。T1 的次級匝數比為 1：1。U2、ISO1 和相關電路向 U1 提供反饋，在每個次級繞組兩端保持 32.5V 電壓。兩個次級器件堆疊在一起，提供–65V電壓。添加C6以改善交叉調節，即使大部分功率來自一個繞組。堆疊繞組的另一個優點是輸出二極管和電容器上的電壓應力較低。其他輸出電壓可以通過調整T1和反饋元件來實現。

選擇初級電流檢測電阻R11的值，以在20V輸入下提供約12瓦的輸出。可根據 SLIC 的要求從 –32.5V 或 –65V 繞組獲取電源。滿載效率為82%。

D4、R5、R10、R15–R17、Q2 和 Q3 提供欠壓鎖定，以確保 Q1 的柵極電壓充足。LT1619 具有一個 1.85V 的內部欠壓閉鎖 （UVLO） 門限。雖然該閾值是低壓升壓轉換器的理想選擇，但在采用更高電壓電源工作時，閾值過低。關斷/同步引腳 （S/S） 用于修改 UVLO 閾值。停機為低電平有效，對于正常工作，S/S引腳連接至輸入。圖5中的遲滯UVLO電路具有10V和8.4V門限，工作在低至0.9V的電源電壓。與 V在上升但低于上限閾值，Q2關閉，Q3飽和。S/S 引腳被拉到地，控制器被關斷。作為 V在超過上限閾值，Q2 打開，Q3 關閉，控制器開始切換。下限閾值為 V在導致Q2關斷的電壓。 電阻R15–R17和齊納二極管設置跳變電壓。Q3的集電極電壓在較低的UVLO門限處設為1.4V （高于S/S引腳的最大關斷門限）。

在 V 上增加一個電容器在引腳和電阻器在 V 之間的路徑中在引腳和輸入電壓，從高壓輸入源（如36V–72V電信總線）涓流啟動，與圖5所示相同的基本電路兼容。

12V至5V汽車電源

圖6所示為5V、0.5A SEPIC（單端初級電感轉換器）電源，設計采用12V電池供電。一旦啟動，D2 就會向 LT1619 和 Q2 提供電壓，從而使輸入電壓降至低至 4V。Q1 和 D3 將啟動電壓限制至 LT1619，并與 Q2 （60V） 一起允許工作至 28V。C5為連續輸入電流提供路徑，并將T1的泄漏能量引導至輸出。其結果是提高了效率并降低了輸入電容紋波電流要求。LT1619 的 300kHz 工作頻率允許較小的磁性元件 （T1 約為 0.5in2）和更小的電容器。

圖6.2.5W，4V至28V輸入，5V/0.5A輸出電源。

修改突發模式操作

在某些應用中，突發模式操作的高輸出紋波電壓或可聞噪聲是不可取的。由于電流檢測放大器的獨特設計，LT1619 可容易地進行修改，使其在輕負載時不會爆裂。在圖7中，電流檢測放大器的輸入偏置電流用于在外部電阻R兩端產生失調電壓R操作系統.該失調電壓使檢測放大器的開關電流看起來更高，其效果是VC工作范圍向上移動。進入突發模式操作前的峰值開關電流大大降低。

圖7.降低突發模式操作電流限制。

結論

LT1619 解決了與低輸入電壓源 DC-DC 轉換器相關的許多問題。其眾多特性使其成為需要低側MOS功率晶體管的廣泛應用的理想選擇。

審核編輯：郭婷