我國于2019年進(jìn)入5G部署預(yù)商用階段，國務(wù)院要求力爭在2020年啟動5G的全面商用。5G時(shí)代，移動通信基礎(chǔ)設(shè)施將迎來全面的更新，5G基站建設(shè)迫在眉睫。由于5G普遍采用Massive MIMO架構(gòu)，基站內(nèi)的天線通道數(shù)量急劇提升。4G時(shí)代，天線形態(tài)基本是4T4R或者8T8R，按照三個(gè)扇區(qū)，對應(yīng)的射頻PA需求量為12個(gè)或者24個(gè)；5G基站以64T64R大規(guī)模天線陣列為主，對應(yīng)的PA需求量高達(dá)192個(gè)，PA數(shù)量將大幅增長。 5G 傳輸?shù)膶拵д{(diào)制需要PA提供更高增益，更高效率和更嚴(yán)格線性度，而且5G的工作頻點(diǎn)為2.5GHz和3.5GHz，未來會擴(kuò)展到4.9GHz，甚至28GHz，所以5G系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)部分——射頻功率器件也迎來了重大變化。目前基站功率放大器主要為LDMOS技術(shù)和GaAs技術(shù)。GaN PA由于具有帶寬更寬、高功率附加效率、功率密度更大、體積更小，能較好的適用于大規(guī)模MIMO，因此5G 基站GaN射頻PA將成為主流技術(shù)，逐漸占領(lǐng)LDMOS和GaAs的市場，成為RF功率應(yīng)用的主流技術(shù)。

圖1：簡化的PA原理圖

為更好地了解柵極電壓和靜態(tài)電流如何影響功放交流AC性能，可以用金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（MOSFET）模型來代替功放，得到下面公式：

可以看到晶體管的源漏電流Ids是柵源電壓Vgs的函數(shù)，其中包含兩項(xiàng)與溫度相關(guān)參數(shù)：載流有效電子遷移率μ和閾值電壓Vth。高的Vgs電壓會導(dǎo)致高的Ids或高的功率放大器。Ids還取決于漏極電壓，但是一般情況下會固定Vd的電壓。工程師會使用優(yōu)化后的Vd電壓以獲得所需的功率水平。 Vd值對于GaN FET，通常約為50 V；對于LDMOS FET，通常約為28V。

下圖是方程的圖形表述形式。驅(qū)動一個(gè)小的RF輸入信號，使其疊加到DC柵極電壓上，從而產(chǎn)生AC漏極電流 。該AC電流圍繞靜態(tài)電流值 振蕩。可利用MOSFET晶體管I-V曲線和負(fù)載線分析來找到相應(yīng)的AC漏極電壓 。

圖2：MOSFET Vgate與Ids曲線圖

為了確定PA的最優(yōu)偏置狀態(tài)，必須在功放的線性度、效率和增益等參數(shù)之間進(jìn)行平衡。通過對漏極偏流的控制，使其隨溫度和時(shí)間的變化而保持恒定的值，可改善功放的總性能，同時(shí)又可確保功放工作在調(diào)整的輸出功率范圍之內(nèi)。目前常用的方法是動態(tài)控制功放的柵極電壓，首先量化PA的漏極電流和工作溫度，通過計(jì)算生成偏置電壓的數(shù)字控制量，通過DAC或電阻設(shè)定所需的偏置，使功放工作在所需的最佳偏置狀態(tài)，以實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的性能，而無論電壓、溫度和其他環(huán)境參數(shù)如何變化。

溫度檢測

Ids還取決于FET的溫度變化。閾值電壓Vth和有效電子遷移率μ會隨著溫度的上升而降低，因此，溫度的變化會引起輸出功率的變化。溫度變化造成的Ids變化需要通過調(diào)整系統(tǒng)中其他兩個(gè)變量之一來補(bǔ)償：Vd或Vgs。 調(diào)整Vgs更容易，因?yàn)橹恍枰苄〉碾妷鹤兓纯伞Ｋ砸话闶褂靡粋€(gè)或多個(gè)溫度傳感器來測量功放的溫度。

電流檢測

功放晶體管的漏極電壓容易受到高壓電源線上變化的影響。當(dāng)高壓電源線上出現(xiàn)電壓尖峰，或超范圍的大電流的時(shí)候，如果控制環(huán)路的速度不夠快，就無法保護(hù)器件不受損壞。一般控制環(huán)路由以下部分組成：電流傳感器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以及用來處理數(shù)字量的外部控制邏輯。如果環(huán)路確定出電源線上的電流過大，它就向模數(shù)轉(zhuǎn)換器發(fā)出命令，降低柵極電壓或關(guān)斷此部分。因此一般都會使用一個(gè)電流檢測放大器來精確測定高壓電源線上的電流。

電壓檢測

Ids變化需要通過調(diào)整系統(tǒng)中Vd或Vgs來補(bǔ)償。 調(diào)整Vgs更容易，因?yàn)橹恍枰苄〉碾妷鹤兓纯伞榱司_的確保Vgs和Vd穩(wěn)定準(zhǔn)確，我們往往需要對Vgs和Vd的電壓進(jìn)行監(jiān)控。PA系統(tǒng)都會有一個(gè)電壓檢測電路。

功率檢測

為了監(jiān)測和控制功放增益，實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的線性度和效率，有必要精確測量功放輸出端上復(fù)雜的RF信號的功率電平。一般情況下，功放的輸出電壓驅(qū)動天線，采用定向耦合器對功放輸出電壓進(jìn)行采樣，并適當(dāng)衰減，然后輸入到功率檢測器或者ADC中，將功率檢測器或ADC的輸出，即發(fā)射輸出信號的測量結(jié)果同DAC輸出值比較，調(diào)節(jié)功放增益，使差值為零。

GaN功率放大器上電順序

為了防止在Vd正常上電時(shí)，因?yàn)閂gs電壓過高，導(dǎo)致PA在飽和模式下工作，因?yàn)闊釗p而損壞PA。GaN 功放的上下電必須按照一定的順序進(jìn)行：

1.Vgs先上電。確保在Vd上電時(shí)，柵極已經(jīng)為低。

2.啟動漏極電壓電源，Vd上電至標(biāo)稱值。

3.增加Vgs偏置電壓，達(dá)到設(shè)置所需的輸出功率。

4.啟動RF信號。

簡單說就是

開PA順序是：接通柵極、接通漏極、柵極調(diào)整、輸入RF

關(guān)PA順序是：關(guān)閉RF、柵極調(diào)整、關(guān)閉漏極、關(guān)閉柵極

離散器件實(shí)現(xiàn)GaN功率放大器的監(jiān)測和控制

下圖是使用離散器件對功放監(jiān)測和控制的結(jié)構(gòu)。所有的離散器件都可以通過同類型的數(shù)據(jù)總線進(jìn)行操作的，一般使用I2C數(shù)據(jù)總線。
從設(shè)計(jì)的觀點(diǎn)來看，使用離散器件實(shí)現(xiàn)監(jiān)測和控制的主要優(yōu)點(diǎn)是，可以從眾多器件中選出最合適的元件。比如按照自己的設(shè)計(jì)需求選取合適的采樣精度和采樣率，接口和通道數(shù)的ADC和DAC等。缺點(diǎn)同樣很明顯，就是所需芯片數(shù)量較多，面積較大而且成本高。

圖3 采用離散器件實(shí)現(xiàn)功率放大器的監(jiān)測和控制

集成方案實(shí)現(xiàn)GaN功率放大器的監(jiān)測和控制

為減少器件數(shù)量，TI推出了許多新器件，具有集成了多通道ADC、DAC、精密參考和溫度檢測等功能。AMC7932就是將多通道12bit ADC，多功能GPIO，高邊電流檢測，多通道分組雙極性電壓輸出12bit DAC以及溫度監(jiān)控等通用監(jiān)測和控制所需的所有功能和特性集成到一起。

圖4 采用AMC7932實(shí)現(xiàn)功率放大器的監(jiān)測和控制

AMC7932器件對PA進(jìn)行控制時(shí)，電流檢測電阻器（Rsense）上的電壓會被輸入到AMC7932內(nèi)部6路12bit的ADC的輸入引腳。在內(nèi)部將該電壓轉(zhuǎn)換為電流值。外部微控制器可以通過SPI或者I2C讀取AMC7932內(nèi)部的寄存器值得到電流值。也可以和AMC7932內(nèi)部的可調(diào)門限值進(jìn)行比較，快速的進(jìn)行反應(yīng)。

AMC7932的遠(yuǎn)端溫度傳感器可以被放得靠近PA。當(dāng)PA工作時(shí)，遠(yuǎn)端傳感器記錄下溫度的變化情況并輸入AMC7932內(nèi)部6路12bit ADC的輸入口，就可以記錄到PA的溫度。AMC7932可以設(shè)定多組門限值，可以快速的對PA溫度的變化進(jìn)行門限比較和控制。并可將該信息發(fā)送到外部微控制器。該微控制器可根據(jù)來自LUT的數(shù)據(jù)對AMC7932 DAC進(jìn)行更新，使其達(dá)到規(guī)定電壓值。

AMC7932有32路（2組）12bit的雙極性電壓DAC，它輸出非常靈活，可以輸出兩組正電壓，兩組負(fù)電壓或者一組正電壓一組負(fù)電壓。因此可支持各類PA的檢測和控制。 比如：用一組16路DAC對多個(gè)LDMOS PA進(jìn)行偏置控制，同時(shí)用另一組16路DAC對多個(gè)GaN PA進(jìn)行偏置。

結(jié)論

5G的Massive MIMO架構(gòu)以及GaN PA普及使得基站內(nèi)的天線通道數(shù)量急劇提升。對應(yīng)的PA需求量更是爆發(fā)式增長。設(shè)備商們不得不采用復(fù)雜，高密度多功能的PA檢測和控制技術(shù)。AMC7932的單片解決方案在使得PA檢測和控制部分在電路板面積、系統(tǒng)可靠性和成本方面具有顯著的優(yōu)勢。

審核編輯：郭婷