本文介紹如何降低隔離式DC-DC電源的低電流消耗水平，以及如何在空載條件下提高這些電源的性能。對當(dāng)今對創(chuàng)新“綠色”解決方案的需求很敏感，討論特別關(guān)注延長電池供電電子設(shè)備和不連續(xù)傳輸通信系統(tǒng)設(shè)備的電池壽命的方法。

如今，許多工業(yè)系統(tǒng)采用電池供電的傳感器和應(yīng)答器來消除昂貴的電纜安裝并降低整體系統(tǒng)功耗。這些工業(yè)系統(tǒng)通常具有活動模式和待機模式。在主動模式下，傳感器將數(shù)據(jù)傳送到應(yīng)答器（無線電調(diào)制解調(diào)器），后者將數(shù)據(jù)傳輸?shù)街鳈C系統(tǒng)。在待機模式下，應(yīng)答器和傳感器在固定或可變的時間段內(nèi)進入睡眠狀態(tài)。這種啟動和停止操作（通常稱為不連續(xù)操作模式）可最大限度地延長設(shè)備的電池壽命。

對于像澆水系統(tǒng)這樣的應(yīng)用，利用GSM無線電模塊作為傳感器，如果每隔幾天甚至每隔幾周更換一次為GSM無線電供電的電池，維護成本就會很高。由于這種系統(tǒng)大部分時間都處于待機或睡眠模式，因此在沒有活動發(fā)生時最大限度地減少電池的功耗將大大有助于延長電池壽命。在該系統(tǒng)中，空載靜態(tài)電流成為關(guān)鍵的設(shè)計考慮因素，出于安全考慮，電氣隔離是設(shè)計的一個重要方面。

為了解決這些問題，設(shè)計人員必須專注于DC-DC轉(zhuǎn)換器的設(shè)計，以確保其在空載條件下消耗盡可能少的電流。所有 DC-DC 轉(zhuǎn)換器，即使在待機期間，也會消耗大量靜態(tài)電流。例如，一個商用電源模塊（RECOM? R-78A3.3-1OR）在空載條件下消耗約7mA電流。但是，通過對拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和精心設(shè)計的關(guān)注，可以實現(xiàn)空載電流消耗小于1mA的隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器模塊。

30倍的電流消耗差異可以轉(zhuǎn)化為減少電池更換。例如，即使系統(tǒng)的電池是可充電的，如果使用更高的漏電流電源，也可能需要額外的充電周期。此外，經(jīng)常充電的電池會更快地磨損并最終進入垃圾填埋場。同樣，如果設(shè)備使用一次性電池，它們將以更高的待機電流更快地放電，并更頻繁地被丟棄。

雖然有幾種方法可以應(yīng)對這一挑戰(zhàn)，但本文著眼于使用脈沖頻率調(diào)制（PFM）來實現(xiàn)器件開啟和待機狀態(tài)之間1700：1的比率。

系統(tǒng)特性

典型功耗與時間的關(guān)系如圖 1 所示。此處，負(fù)載電流在工作或主動充電期間尖峰，然后在器件空閑時下降。空閑電流，IZ，必須最小化以減少電池消耗并延長電池壽命和待機時間。因此，隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器在未連接負(fù)載時需要超低電流消耗，并且還應(yīng)提供輸入到輸出的高隔離度。理想情況下，轉(zhuǎn)換器還應(yīng)提供高轉(zhuǎn)換效率和小尺寸。

圖1.具有不連續(xù)傳輸?shù)耐ㄐ旁O(shè)備的開機和待機狀態(tài)之間的關(guān)系。

表 1 中列出的典型商用 DC-DC 轉(zhuǎn)換器在無負(fù)載連接時顯示 7mA 至 40mA 的輸入電流，輸入為 12V。這些轉(zhuǎn)換器傳統(tǒng)上采用脈寬調(diào)制（PWM）控制器。但是，PWM控制器始終具有有源振蕩器，即使在沒有負(fù)載的情況下也是如此，并且該振蕩器不斷從電池中吸收電流。

表 1.商用DC-DC轉(zhuǎn)換器的特性

制造者	型	VIN (V)	VOUT (V)	IOUT (A)	IIN (IOUT = 0, mA)	η (%)	Isolation
Traco? Electronic AG	TEN 5-1210	12	3.3	1.2	20	77
XP Power	JCA0412S03	12	3.3	1.2	38	83
RECOM International Power	RW-123.3S	12	3.3	0.7	21	65
C&D Technologies?	HL02R12S05	12	5	0.4	40	60
Bourns? Inc.	MX3A-12SA	12	3.3	3.0	11	93
RECOM International Power	R-78A3.3-1	12	3.3	1.0	7	81

PFM 控制器拓?fù)?/p>

另一種方法是使用采用脈沖頻率調(diào)制 （PFM） 控制器的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。 PFM 控制器使用兩個單觸發(fā)電路，僅當(dāng)負(fù)載從 DC-DC 轉(zhuǎn)換器輸出漏出電流時才工作。PFM 基于兩個開關(guān)時間（最大導(dǎo)通時間和最小關(guān)斷時間）和兩個控制環(huán)路（一個電壓調(diào)節(jié)環(huán)路和一個最大峰值電流關(guān)斷時間環(huán)路）。

PFM還具有可變頻率的控制脈沖。控制器中的兩個單脈沖電路定義了 T上（最大導(dǎo)通時間）和 T關(guān)閉（最短休息時間）。The T上單次電路激活第二個單次電路，T關(guān)閉.每當(dāng)電壓環(huán)路的比較器檢測到V外是超出規(guī)定的，T上單次電路被激活。脈沖的時間固定到最大值。如果最大峰值電流環(huán)路檢測到超過電流限值，則可以縮短此脈沖時間。

PFM控制器的靜態(tài)電流消耗僅限于偏置其基準(zhǔn)電壓源和誤差比較器所需的電流（10s的μA）。相反，PWM控制器的內(nèi)部振蕩器必須連續(xù)導(dǎo)通，導(dǎo)致電流消耗為幾毫安。本文介紹的實現(xiàn)方案通過使用PFM控制器拓?fù)鋵㈦娏飨谋３衷?V以下。

澆水系統(tǒng)等現(xiàn)場系統(tǒng)必須承受惡劣的環(huán)境，因此這些系統(tǒng)中的DC-DC轉(zhuǎn)換器應(yīng)進行電氣隔離。變壓器提供隔離，但挑戰(zhàn)在于在不破壞隔離的情況下將基準(zhǔn)電壓源從次級側(cè)反饋到初級側(cè)。最常見的方法是使用輔助繞組或光耦合器來解決問題。

電源拓?fù)涫且环N降壓方法;應(yīng)用使用的電池組的標(biāo)稱電壓為12V，而系統(tǒng)中的內(nèi)部電子電路的工作電壓為標(biāo)稱值為3.6V。圖 2 顯示了 DC-DC 開關(guān)穩(wěn)壓器的原理圖，表 2 中提供了帶有元件值的物料清單。當(dāng)控制環(huán)路調(diào)節(jié)電壓時，光耦合器需要恒定電流通過變壓器初級側(cè)的LED。電流的下限由光耦合器的CTR在低偏置電流下（63mA時為10%，22mA時為1%）和響應(yīng)時間的縮短（2mA時為20μs，6mA時為6.5μs）固定。

圖2.隔離式 PFM 反激式 DC-DC 轉(zhuǎn)換器原理圖

表 2.PFM 反激式 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的組件物料清單

輸出電壓分壓器（由電阻R5和R11形成）的電流消耗固定為7μA。因此，基準(zhǔn)輸入所需的0.5μA電流加上其熱偏差不會顯著影響輸出電壓。此外，由于輸入電容低，分壓器輸出端測得的電壓不會受到相關(guān)延遲的影響。后一個事實排除了使用容性分壓器來降低精密基準(zhǔn)輸入電容的需要。在光耦合器中，光電晶體管消耗60μA （|我FB|< 60nA），這意味著流過LED的電流小于230μA （CTR ~26%）。

掌控一切

為了實現(xiàn)PFM控制器，可以使用MAX1771 BiCMOS升壓開關(guān)模式電源控制器（U1）提供必要的時序。MAX1771比以前的脈沖跳躍控制方案有所改進：由于開關(guān)頻率為300kHz，所需電感尺寸更小;限流PFM控制方案在很寬的負(fù)載電流范圍內(nèi)實現(xiàn)了90%的效率;最大電源電流僅為 110μA。除這些優(yōu)點外，MAX1771在非隔離應(yīng)用中的主要特性還包括：90%的效率，負(fù)載電流范圍為30mA至2A;高達24W的輸出功率;輸入電壓范圍為 2V 至 16.5V。

電壓控制回路的電阻被選擇為具有盡可能高的值。該決定代表了電流消耗和環(huán)路穩(wěn)定性之間的權(quán)衡。因此，通過分壓器的電流小于7μA。由于濾波電容不理想，因此必須將電容漏電流添加到該電流中。在該設(shè)計中，C5和C8中的濾波電容漏電流小于20μA。如果需要更低的漏電流，這些電容可以升級為具有以下特性的陶瓷電容器：100μF、6.3V、X5R 和 1206 尺寸 （Kemet C1206C107M9PAC）。使用陶瓷電容器可將電容器泄漏減少到幾微安。但請注意，陶瓷電容器的成本約為鉭電容器的3倍，這種差異會增加系統(tǒng)成本。

圖3顯示了PFM DC-DC轉(zhuǎn)換器原型，其靜態(tài)電流僅為0.24mA。該板的尺寸小于 50mm x 30mm，可在 3V 至 6V （標(biāo)稱值為 10V） 的輸入電壓范圍內(nèi)提供 15.12W 的功率，工作在 300kHz 的開關(guān)頻率。該轉(zhuǎn)換器可提供 1A 的最大恒定輸出電流，同時提供 3.6V 的穩(wěn)壓輸出。采用具有電流和電壓反饋控制的反激式拓?fù)洌ń祲海D(zhuǎn)換器輸出與輸入電氣隔離。

圖 3.用于無線應(yīng)用的 DC-DC PFM 轉(zhuǎn)換器原型的俯視圖。

該原型可用于在非連續(xù)傳輸模式下運行的各種無線應(yīng)用。模塊的電流消耗峰值為3A，最大平均電流為1A。為了降低電流峰值并避免它們在無線電性能中產(chǎn)生的問題，使用了參考文獻2和3中描述的技術(shù)。此外，一些基本準(zhǔn)則建議設(shè)計人員應(yīng)使用具有低串聯(lián)電阻的高值電容器。

合格設(shè)計性能

為了驗證電源的性能，測量以下參數(shù)：輸入電壓，V在;輸入電流，I在;標(biāo)稱輸出電壓，V外;負(fù)載電流消耗，I外;以及電源的效率。表3和表4顯示了測量結(jié)果，包括共模輸入濾波器的損耗和保護電路的損耗。同樣重要的是要記住，處理低功率水平的電源不如處理較高負(fù)載的電源高效。高負(fù)載電源通常是同步的，這有助于降低有源器件中的損耗。

表 3.不同輸入電壓下空載狀態(tài)下的電流消耗

采用PFM控制方案的電源的電流消耗已降至0.24mA。但是，由于選擇了組件值，控制回路在某些負(fù)載條件下可能會振蕩。為了防止自振蕩，設(shè)計人員必須考慮生產(chǎn)環(huán)境中組件的各種公差。因此，必須謹(jǐn)慎選擇環(huán)路中使用的電阻和電容值。

表 4 提供了電源在各種負(fù)載條件下的輸入和輸出參數(shù)值。在正常條件下和標(biāo)稱負(fù)載范圍內(nèi)達到最佳效率。

表 4.不同負(fù)載的標(biāo)稱電壓下的效率

DC-DC 轉(zhuǎn)換器在空載時的效率表示為零（圖 4），因為無線設(shè)備在待機模式下消耗的電流低于 3μA，并參考 6.140V 輸出側(cè)。與空載條件下電源輸入電流消耗的0.24mA相比，該電流可以忽略不計。

圖4.輸入標(biāo)稱電壓 （12V） 下不同負(fù)載條件下的電源效率。

圖 5a.無負(fù)載時的輸出電壓和控制電壓（10ms/格、CH1 1V/格和 CH2 5V/格）。

圖 5b.0.1A 負(fù)載的輸出電壓和控制電壓（20ms/格、CH1 1V/格和 CH2 5V/格）。

圖 5c.0.5A 負(fù)載的輸出電壓和控制電壓（20ms/格、CH1 1V/格和 CH2 5V/格）。

圖5a、b、c和d中的波形顯示了各種負(fù)載的輸出電壓和控制電壓;隨著負(fù)載的增加，開關(guān)器件柵極處的控制脈沖變得更加頻繁。轉(zhuǎn)換器原型顯示了空載、100mA、500mA 和 1A 電流負(fù)載下的信號。示波器軌跡以圖形方式說明了PFM控制方案的操作。下部示波器跟蹤按 5 倍縮放，使其更明顯。X 軸表示時間，Y 軸表示電壓。

圖 5d.1A 負(fù)載的輸出電壓和控制電壓（20ms/格、CH1 1V/格和 CH2 5V/格）。

總結(jié)

最初的行業(yè)調(diào)查表明，用于空載條件下低電流消耗電源的最佳商用隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器通常具有約20mA的最小電流消耗。然而，設(shè)計人員可以毫不費力地使用 PFM 方案來實現(xiàn)低 IQ，具有市場上最低電流消耗的隔離電源。本文介紹的電源的空載電流消耗僅為0.24mA。

s審核編輯：郭婷