在功率轉(zhuǎn)換市場中，尤其對于通信/服務(wù)器電源應(yīng)用，不斷提高功率密度和追求更高效率已經(jīng)成為最具挑戰(zhàn)性的議題。對于功率密度的提高，最普遍方法就是提高開關(guān)頻率，以便降低無源器件的尺寸。零電壓開關(guān)(ZVS)拓?fù)湟蚓哂袠O低的開關(guān)損耗、較低的器件應(yīng)力而允許采用高開關(guān)頻率以及較小的外形，能夠以正弦方式對能量進(jìn)行處理，開關(guān)器件可實(shí)現(xiàn)軟開閉，因此可以大大地降低開關(guān)損耗和噪聲。

在這些拓?fù)渲?，移相ZVS全橋拓?fù)湓谥?、高功率?yīng)用中得到了廣泛采用，因為借助功率MOSFET的等效輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關(guān)工作在ZVS狀態(tài)下，無需額外附加輔助開關(guān)。然而，ZVS范圍非常窄，續(xù)流電流消耗很高的循環(huán)能量。

關(guān)于移相全橋拓?fù)渲泄β蔒OSFET的失效問題，其主要原因是：在低反向電壓下，MSOFET體二極管的反向恢復(fù)較慢。另一失效原因是：空載或輕載情況下，出現(xiàn)Cdv/dt直通。在LLC諧振變換器中的一個潛在失效模式與由于體二極管反向恢復(fù)特性較差引起的直通電流相關(guān)。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區(qū)域，反向恢復(fù)dv/dt和擊穿dv/dt也會在如啟動、過載和輸出短路的情況下發(fā)生。

LLC諧振半橋變換器

LLC諧振變換器與傳統(tǒng)諧振變換器相比有如下優(yōu)勢：

寬輸出調(diào)節(jié)范圍，窄開關(guān)頻率范圍

即使空載情況下，可以保證ZVS

利用所有的寄生元件，來獲得ZVS

LLC諧振變換器可以突破傳統(tǒng)諧振變換器的局限。正是由于這些原因，LLC諧振變換器被廣泛應(yīng)用在電源供電市場。LLC諧振半橋變換器拓?fù)淙鐖D1所示，其典型波形如圖2所示。圖1中，諧振電路包括電容Cr和兩個與之串聯(lián)的電感Lr和Lm。作為電感之一，電感Lm表示變壓器的勵磁電感，并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成一個諧振點(diǎn)。

重載情況下，Lm會在反射負(fù)載RLOAD的作用下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串聯(lián)。因此，諧振頻率由負(fù)載情況決定。Lr和Cr決定諧振頻率fr1，Cr和兩個電感Lr、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨著負(fù)載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的最大值和最小值之間變動，如公式1、2所示。

（

公式1）

（公式2）

圖1.LLC諧振變換器

圖2.LLC諧振變換器的典型波形

LLC諧振變換器的失效模式

啟動失效模式

圖3. 啟動時功率MOSFET的測得波形

圖4. 啟動時功率MOSFET的仿真波形

圖3和圖4給出了啟動時功率MOSFET前五個開關(guān)波形。在變換器啟動開始前，諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比，在啟動過程中，這些空電容會使低端開關(guān)Q2的體二極管深度導(dǎo)通。因此流經(jīng)開關(guān)Q2體二極管的反向恢復(fù)電流非常高，致使當(dāng)高端開關(guān)Q1導(dǎo)通時足夠引起直通問題。啟動狀態(tài)下，在體二極管反向恢復(fù)時，非常可能發(fā)生功率MOSFET的潛在失效。圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動時的簡化波形。

圖6給出了可能出現(xiàn)潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時段，諧振電感電流Ir變?yōu)檎?。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振電感電流流過MOSFET Q1溝道。當(dāng)Ir開始上升時，次級二極管D1導(dǎo)通。因此，式3給出了諧振電感電流Ir的上升斜率。因為啟動時vc(t)和vo(t)為零，所有的輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。

（公式3）

圖5. 啟動狀態(tài)下潛在失效模式的簡化波形

在t1~t2時段，MOSFET Q1門極驅(qū)動信號關(guān)斷，諧振電感電流開始流經(jīng)MOSFET Q2的體二極管，為MOSFET Q2產(chǎn)生ZVS條件。這種模式下應(yīng)該給MOSFET Q2施門極信號。由于諧振電流的劇增，MOSFET Q2體二極管中的電流比正常工作狀況下大很多。導(dǎo)致了MOSFET Q2的P-N結(jié)上存儲更多電荷。

在t2~t3時段，MOSFET Q2施加門極信號，在t0~t1時段劇增的諧振電流流經(jīng)MOSFET Q2溝道。由于二極管D1依然導(dǎo)通，該時段內(nèi)諧振電感的電壓為：。該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而，很小，并不足以在這個時間段內(nèi)使電流反向。在t3時刻，MOSFET Q2電流依然從源極流向漏極。另外，MOSFET Q2的體二極管不會恢復(fù)，因為漏源極之間沒有反向電壓。下式給出了諧振電感電流Ir的上升斜率：

（公式4）

在t3~t4時段，諧振電感電流經(jīng)MOSFET Q2體二極管續(xù)流。盡管電流不大，但依然給MOSFET Q2的P-N結(jié)增加儲存電荷。在t4~t5時段，MOSFET Q1通道導(dǎo)通，流過非常大的直通電流，該電流由MOSFET Q2體二極管的反向恢復(fù)電流引起。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正常施加了門極信號；如同直通電流一樣，它會影響到該開關(guān)電源。這會產(chǎn)生很大的反向恢復(fù)dv/dt，有時會擊穿MOSFET Q2。這樣就會導(dǎo)致MOSFET失效，并且當(dāng)采用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時，這種失效機(jī)理將會更加嚴(yán)重。

(a) t0-t1

(b) t1-t2

(c) t2-t3

(d) t3-t4

(e) t4-t5

圖6. LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式

過載失效模式

圖7給出了不同負(fù)載下LLC諧振變換器的直流增益特性曲線。根據(jù)不同的工作頻率和負(fù)載可以分為三個區(qū)域。諧振頻率fr1的右側(cè)(藍(lán)框)表示ZVS區(qū)域，空載時最小第二諧振頻率fr2的左側(cè)(紅框)表示ZCS區(qū)域，fr1和fr2之間的可能是ZVS或者ZCS，由負(fù)載狀況決定。所以紫色的區(qū)域表示感性負(fù)載，粉色的區(qū)域表示容性負(fù)載。圖8給出了感性和容性負(fù)載下簡化波形。當(dāng)開關(guān)頻率fs，諧振電路的輸入阻抗為容性。因此，諧振電路電流超前于mosfet兩端電壓的基波量；mosfet電流在其開通后為正，在其關(guān)斷前為負(fù)。<>

圖8. 容性負(fù)載（a）和感性負(fù)載（b）時的簡化波形

MOSFET在零電流處關(guān)斷。在MOSFET開通前，電流流過另一個MOSFET的體二極管。當(dāng)MOSFET開關(guān)開通，另一個MOSFET體二極管的反向恢復(fù)應(yīng)力很大。由于大反向恢復(fù)電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個MOSFET。這就會產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗，并且電流和電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工作在這個區(qū)域。

對于開關(guān)頻率fs>fr1，諧振電路的輸入阻抗為感性。MOSFET電流在開通后為負(fù)，關(guān)斷前為正。MOSFET開關(guān)在零電壓處開通。因此，不會出現(xiàn)米勒效應(yīng)從而使開通損耗最小化。

MOSFET的輸入電容不會因米勒效應(yīng)而增加。而且體二極管的反向恢復(fù)電流是正弦波形的一部分，并且當(dāng)開關(guān)電流為正時，會成為開關(guān)電流的一部分。因此，通常ZVS優(yōu)于ZCS，因為它可以消除由反向恢復(fù)電流、結(jié)電容放電引起的主要的開關(guān)損耗和應(yīng)力。

圖9給出了過載情況下工作點(diǎn)移動軌跡。變換器正常工作在ZVS區(qū)域，但過載時，工作點(diǎn)移動到ZCS區(qū)域，并且串聯(lián)諧振變換器特性成為主導(dǎo)。過載情況下，開關(guān)電流增加，ZVS消失，Lm被反射負(fù)載RLOAD完全短路。

這種情況通常會導(dǎo)致變換器工作在ZCS區(qū)域。ZCS（諧振點(diǎn)以下）最嚴(yán)重的缺點(diǎn)是：開通時為硬開關(guān)，從而導(dǎo)致二極管反向恢復(fù)應(yīng)力。此外，還會增加開通損耗，產(chǎn)生噪聲或EMI。

圖9. 依賴負(fù)載條件LLC諧振變換器的工作點(diǎn)

二極管關(guān)斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會產(chǎn)生很高的反向恢復(fù)電流尖峰。這些尖峰會比穩(wěn)態(tài)開關(guān)電流幅值大十倍以上。該大電流會使MOSFET損耗大大增加、發(fā)熱嚴(yán)重。MOSFET結(jié)溫的升高會降低其dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個系統(tǒng)失效。在特殊應(yīng)用中，負(fù)載會從空載突變到過載，為了能夠保持系統(tǒng)可靠性，系統(tǒng)應(yīng)該能夠在更惡劣的工作環(huán)境中運(yùn)行。

圖10. 過載時功率MOSFET的測量波形

圖11. 過載時功率MOSFET的仿真波形

圖12. 過載時潛在失效模式的簡化波形

圖10和圖11給出了過載時功率MOSFET開關(guān)波形。電流尖峰發(fā)生在開通和關(guān)斷的瞬間?？梢员徽J(rèn)作是一種“暫時直通”。圖12給出了過載時LLC諧振變換器的簡化波形，圖13給出了可能導(dǎo)致器件潛在失效問題的工作模式。

在t0~t1時段，Q1導(dǎo)通，諧振電感電流Ir為正。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振電流流過MOSFET Q1溝道，次級二極管D1導(dǎo)通。Lm不參與諧振，Cr與Lr諧振。能量由輸入端傳送到輸出端。

在t1~t2時段，Q1門極驅(qū)動信號開通，Q2關(guān)斷，輸出電流在t1時刻為零。兩個電感電流Ir和Im相等。次級二極管都不導(dǎo)通，兩個輸出二極管反向偏置。能量從輸出電容而不是輸入端往外傳輸。因為輸出端與變壓器隔離，Lm與Lr串聯(lián)參與諧振。

在t2~t3時段，MOSFET Q1依然施加門極信號，Q2關(guān)斷。在這個時段內(nèi)，諧振電感電流方向改變。電流從MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開始導(dǎo)通，D1反向偏置，輸出電流開始增加。能量回流到輸入端。

在t3~t4時段，關(guān)斷MOSFET Q1和Q2的門極信號，諧振電感電流開始流過MOSFET Q2的體二極管，這就為MOSFET Q1創(chuàng)造了ZCS條件。

在t4~t5時段，MOSFET Q2開通，流過一個很大的直通電流，該電流由MOSFET Q1體二極管的反向恢復(fù)電流產(chǎn)生。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正常施加了門極信號；有如直通電流一樣，它會影響到該開關(guān)電源。這會形成很高的反向恢復(fù)dv/dt，時常會擊穿MOSFET Q2。這樣就會導(dǎo)致MOSFET失效，當(dāng)使用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時，這種失效機(jī)理會更加嚴(yán)重。

(a) t1-t2

(b) t1-t2

(c) t2-t3

(d) t3-t4

(e) t4-t5

圖13. 過載時LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式

短路失效模式

最壞情況為短路。短路時，MOSFET導(dǎo)通電流非常高（理論上無限高），頻率也會降低。當(dāng)發(fā)生短路時，諧振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和Lr組成的諧振電路，因為Cr只與Lr發(fā)生諧振。因此圖12省略了t1~t2時段，短路時次級二極管在CCM模式下連續(xù)導(dǎo)通。短路狀態(tài)下工作模式幾乎與過載狀態(tài)下一樣，但是短路狀態(tài)更糟糕，因為流經(jīng)開關(guān)體二極管的反向恢復(fù)電流更大。

圖14. 短路時功率MOSFET的測量波形

圖15. 短路時功率MOSFET的仿真波形

圖14和圖15給出了短路時功率MOSFET的開關(guān)波形。短路的波形與過載下的波形類似，但是其電流的等級更高，MOSFET結(jié)溫度更高，更容易失效。

審核編輯：劉清