在設計或優(yōu)化VRM（電壓調節(jié)模塊）時，我們需要其輸出阻抗數(shù)據(jù)及濾波電感和電容的阻抗數(shù)據(jù)，以便掌握完整的仿真模型。遺憾的是，供應商所提供的關于這些器件的數(shù)據(jù)通常不完整或有錯，或者難以根據(jù)測量設置來解讀。因此，我們不得不自己收集數(shù)據(jù)。

測量需要在整個所需要的頻率范圍內(nèi)進行，視應用不同，范圍通常從幾kHz到約1GHz。由于這一頻率范圍非常寬，我們通常采用基于S參數(shù)的測量。高性能仿真器可直接將S參數(shù)器件測量整合進AC、DC、瞬態(tài)及諧波平衡仿真中，同時包括有限元PCB模型。

雖然非常有用，但標準的S參數(shù)測量通常是不夠的。真正需要的是更大的范圍，即部分S2p測量。我會解釋為什么需要它以及如何進行這種改進的測量。

S參數(shù)是在很寬的頻率范圍內(nèi)執(zhí)行測量的簡單方法，它使用固定阻值端口而不是高阻探頭進行測量。用S參數(shù)測量阻抗有兩種選擇，一種是反射測量，另一種是THRU測量。

一個端口還是兩個端口？為什么是部分的？

反射或單端口測量是最簡單的，因為它只需一根電纜。但是它需要復雜的校準，通常包括用于測量的端口的OPEN校準、SHORT校準和LOAD或MATCH校準。大多數(shù)VNA（矢量網(wǎng)絡分析儀）包括從S參數(shù)反射測量（S11或S22）到阻抗的轉換，但非常簡單。以單端口為例，對于給定參考阻抗Zref（典型值50Ω）的反射，S11與器件阻抗之間的關系如表1所示。

表1：單端口轉換。

我們可以通過將要測量的設備與測量端口串聯(lián)或并聯(lián)來執(zhí)行雙端口測量。表2列出了S21與串聯(lián)和并聯(lián)配置的器件阻抗之間的關系。

表2：雙端口轉換。

DC接地回路

由于VNA的RF接地和互連測量電纜的串聯(lián)電阻導致的直流接地環(huán)路，致使雙端口分流貫通（shunt-thru）測量出現(xiàn)另一個問題。Keysight E5061B VNA在低頻增益相位端口上具有半浮動輸入，可消除直流接地環(huán)路、實現(xiàn)高達30MHz的低阻抗測量。對于E5061B高頻端口和其它一般的VNA來說，必須使用諸如Picotest J2102A這樣的共模同軸變壓器將直流接地回路縮至最小。否則，低頻測量會不準確。

這些阻抗測量選項的設置如圖1所示。

圖1：單端口和雙端口阻抗測量的基本原理圖。

圖2中的仿真顯示了每種測量技術的S參數(shù)的大小，它是器件阻抗的函數(shù)。隨著S參數(shù)值接近1.0，所有測量值都失去靈敏性。

圖2：作為器件阻抗函數(shù)的S參數(shù)量值。

圖3顯示了S參數(shù)量值從0.95到1.0的更高分辨率視圖。

圖3：作為器件阻抗函數(shù)的S參數(shù)量值的更高分辨率視圖。

將可測量的S參數(shù)（S11、S22或S21）設置為最小40E-6，可獲得合理的信噪比余量和0.95的最大值。每個測量的范圍如表3所示。

表3：測量阻抗范圍。

我們需要哪個范圍？

我們通常會測量VRM、PDN（功率分配網(wǎng)絡）、電容器和電感器，所以最小阻抗測量一般在mΩ范圍內(nèi)——無論是電感器DCR（直流阻值）、VRM輸出阻抗還是電容器ESR（等效串聯(lián)阻抗）。這需要雙端口分流測量。

測得的S參數(shù)文件必須在整個仿真頻率范圍內(nèi)有效。將測量范圍設置為1kHz至500MHz，并使用被稱為“實際測量范圍”的方法，我們可以確定使用雙端口分流測量能夠測量的最大電感或電容。

使用雙端口分流測量，可測量的最小電容值為800nF，無法測量高頻去耦電容。可以在500MHz測量的最大電感僅為60nH。即使假設電感的諧振頻率為100MHz，可測量的最大電感也小于1μH，從而將鐵氧體磁珠和大多數(shù)輸出濾波電感的測量排除在外。

進行此測量時會出現(xiàn)另一個問題。 S21、S11和S22都測量相同器件，因此測量的阻抗范圍相同。如上所述，S11和S22的測量值低于單端口測量的范圍。例如，在測量電感器時，DCR將作為S11和S22測量。在測量電容器時，將使用S11和S22測量ESR。這些單端口測量值在器件典型的低阻抗水平下是無效的。這就是為什么我們需要“部分”雙端口直通測量的原因。我們只保留S21測量值，并刪除S11和S22，因為它們在阻抗水平低于0.5Ω時無效。

一些儀器允許將測量結果保存為Touchstone阻抗文件，這是一種部分雙端口S參數(shù)文件。

擴展雙端口范圍

我們可以使用串聯(lián)電阻來擴展測量范圍，以便有效增加端口參考阻抗。這可以讓我們測量去耦電容和更大的電感。圖4顯示了這種測量的結果。

圖4：添加串聯(lián)電阻來擴展雙端口分流測量的阻抗范圍。

例如，增加一個450Ω串聯(lián)電阻可使參考阻抗達到500Ω，從而將測量范圍擴展10倍。在某些情況下，可通過使用衰減傳輸線示波器探頭來容納添加的串聯(lián)電阻。1、5、10和20的縮放系數(shù)可作為單端口探頭購買。一對探頭可用于進行雙端口擴展范圍測量。表4列出了各種串聯(lián)電阻值的測量范圍。

表4：各種串聯(lián)電阻值的測量阻抗范圍。

表5列出了所包含的串聯(lián)電阻的阻抗變換。

表5：包括串聯(lián)電阻的阻抗轉換。

對于任何一種極端測量范圍條件下的測量，請務必執(zhí)行完整的測量夾具移除校準或對兩個部件進行完整的單端口校準以及THRU校準。如果還包含串聯(lián)電阻，則應在設置中包含串聯(lián)電阻并執(zhí)行THRU校準。

在作為擴展范圍雙端口阻抗測量的示例中，使用了0.1μF陶瓷電容。圖5顯示結果高達30MHz。阻抗測量范圍可能大于1kΩ，或低于9mΩ ESR。

圖5： RS=200Ω時0.1μF電容的測量。

高頻、低阻抗測量對非常小的夾具電感都非常敏感；而高頻、高阻抗測量也對極小的夾具電容非常敏感。在高達1GHz的頻率下測量較小的1nF電容結果如圖6所示。

圖6：該圖顯示了在高達1GHz的頻率下1nF電容的測量結果。電容ESL結合約1pF的SMA連接器電容產(chǎn)生共振。

850MHz的共振是低質量SMA連接器的約1pF額外電容造成的。為了在這些頻率下進行精確測量，我們需要更好的連接器和/或需要從測量中校準多余的電容。

結論

擴展范圍技術和僅保存S21數(shù)據(jù)或Touchstone Z數(shù)據(jù)文件提供了調整測量以優(yōu)化測量窗口的方法。這種測量方法的額外好處是，在測量低功率VRM時，擴展電阻可以減少負載。此技術也可用于測量電壓基準和閉環(huán)運放的輸出阻抗，而且也可以支持Picotest非侵入式穩(wěn)定性測量。