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無源鉗位ZVZCS變換器的關鍵參數(shù)的設計方法與仿真驗證

電子設計 ? 來源:郭婷 ? 作者:電子設計 ? 2019-05-09 08:03 ? 次閱讀

本文結合光伏并網逆變器的特點介紹了一種無源鉗位的ZVZCS變換器,此變換器較好地實現(xiàn)了超前臂的ZVS、滯后橋臂的ZCS,降低了系統(tǒng)的損耗;且原副邊占空比丟失較傳統(tǒng)的ZVS變換器有所減小,副邊整流二極管的寄生振蕩基本得到消除;設計了一套1kW的參數(shù),通過matlab軟件仿真初步驗證了此變換器的正確性和可行性。

目前并網逆變器市場上大多采用工頻隔離型并網逆變器,由于工頻變壓器會使系統(tǒng)效率變低、體積大、成本高等缺點,近年來,高頻隔離型并網逆變器也逐漸成為研究熱點;但是逆變器的高頻化會帶來高電磁干擾(EMI)和高開關損耗,同時考慮到光伏并網系統(tǒng)作為大功率系統(tǒng)的應用,因此移相全橋軟開關變換器(FB-ZVZCS)很適用于光伏并網中的DC/DC環(huán)節(jié)。

1 原理分析及實現(xiàn)軟開關的條件

1.1 原理分析

圖1為無源鉗位的ZVZCS全橋變換器,該電路中超前橋臂通過并聯(lián)在兩個開關管V1和V3上電容的C1和C3來實現(xiàn)零電壓開關。而實現(xiàn)滯后橋臂零電流開關,是在續(xù)流期間通過鉗位電容CC上的電壓反射到漏感Lr上,使得原邊電流迅速下降來實現(xiàn)的。

無源鉗位ZVZCS變換器的關鍵參數(shù)的設計方法與仿真驗證

為簡化電路分析,先作如下假設:所有元件都是理想的;輸出濾波電容很大,可近似為電壓源,輸出濾波電感很大,可近似為電流源;電容C1=C3=Cr,變壓器匝數(shù)比為N1/N2=1/k,輸入電壓為Uin,輸出電壓為U0.在半個周期中,變換器一共有8種工作狀態(tài),各階段主要波形如圖2所示;

模式1[t0~t1]

t0時刻,V1開通,由于變壓器漏感Lr的存在,原邊電流不會發(fā)生突變,V4零電流開通,如圖2所示。電壓Uin作用于漏感Lr,原邊電流Ip為:

無源鉗位ZVZCS變換器的關鍵參數(shù)的設計方法與仿真驗證

模式2[t1~t2]

t1時刻,整流二極管VD2、VD3反向關斷,VD2、VD3兩端的反壓等于U0,無源鉗位電路開始工作,通過CC和D2給Cf充電,鉗位電容Cc兩端電壓升高。這段時間內有:

無源鉗位ZVZCS變換器的關鍵參數(shù)的設計方法與仿真驗證

模式3[t2~t3]

t2時刻,二極管D2關斷,整流二極管VD2和VD3承受nUin電壓,原邊電流nI0,在這段時間內,變換器經變壓器向負載提供能量,Cc上電壓充至UCc(t2)=Uin-U0/2n并保持不變。

模式4[t3~t4]

t3時刻,V1關斷,由于并聯(lián)C1,V1實現(xiàn)了ZVS關斷,電容C1開始充電,C3開始放電。

模式5[t4~t5]

在t4時刻,鉗位二極管D1開始工作,原邊不足以向副邊提供能量,Cc通過Lf、Cf、D1開始向負載提供能量,同時C1繼續(xù)充電、C3放電至t5時刻。

模式6[t5~t6]

t5時刻,C3放電完畢,續(xù)流二極管D3開始導通,為V3實現(xiàn)零電壓開通提供了條件。V4處于續(xù)流狀態(tài),此時原邊電流迅速下降,負載電流主要由鉗位電容Cc提供,流過Cc的電流增大,在t6時刻原邊電流減小為零,此時Cc的電流值達到最大。

模式7[t6~t6]

t6時刻,原邊電流為零,負載電流全部由鉗位電容Cc提供,整流二極管兩端承受的反壓隨鉗位電容Cc的放電下降。

模式8[t7~t8]

t7時刻,鉗位電容Cc中的能量被全部釋放,整流二極管VD1~VD4開始續(xù)流,變壓器原邊電流為零并且保持。在t8時刻關斷V4,實現(xiàn)了零電流關斷并結束前半個周期的換流;下一個時刻,V2零電流開通,開始進入下半個周期的循環(huán),工作模式和上述分析基本相同。

1.2 實現(xiàn)軟開關的條件

1.2.1 超前臂實覡ZVS條件

為實現(xiàn)零電壓開關,要求要有足夠的能量來使得同一橋臂開關管兩端并聯(lián)的電容充、放電,從而讓即將開通的開關管的反并聯(lián)二極管自然導通。所以要實現(xiàn)超前橋臂的零電壓開關,需要在開關管導通和關斷之前將電容C1和C3上的電荷抽走。根據(jù)模式4可得到最小死區(qū)時間。

Td>(C1+C2)Uin/2nI0 (3)

1.2.2 滯后臂實現(xiàn)ZCS條件

變壓器漏感Lr的大小是以能實現(xiàn)滯后橋臂ZCS為前提的,假設滯后臂開關管的開通時間為ton,要實現(xiàn)ZCS需要(t1-t0)》ton,則根據(jù)工作模式1可得:

Lr=Uint/Ip(t)≥Uin(t1-t0)/2nI0≥Uinton/2nI0 (4)

2 關鍵參數(shù)的設計

變換器采用了移相控制,超前臂兩開關管互補180°導通,兩開關管驅動信號之間設置一定死區(qū),滯后臂設置與超前臂相同,只是在相位上有一定的滯后,滯后角度反映了有效占空比的大小。設計步驟如下:

(1)設置兩對橋臂的死區(qū)時間Td;

(2)設置占空比D,計算匝比k;

(3)根據(jù)式(1)算出諧振電感Lr,根據(jù)式(2)求出鉗位電容Cc;

3 仿真研究

為了檢驗上述分析,采用matlab仿真軟件對無源鉗位的ZVZCS全橋變換器進行開環(huán)仿真(如圖3所示),根據(jù)以上分析,設計電路參數(shù)為:輸入電壓Uin=36V,輸出Uo=400V,輸出功率Po=1000W,移相角30°,開關管頻率fs=20kHz,輸出濾波電容Cf=100 μF,輸出濾波電感Lf=3mH,超前橋臂開關管并聯(lián)電容C1=C3=0.2 μF,輸入濾波電容Cin=1000μF,諧振電感Lr=0.36 μH,鉗位電容CC=100nF,仿真結果如下:

無源鉗位ZVZCS變換器的關鍵參數(shù)的設計方法與仿真驗證

圖3為超前臂G1的管壓降和驅動波形;在G1導通之前VDS1下降為零,在G1關斷之前,VDS1保持為零,因此超前臂實現(xiàn)了ZVS.圖4為滯后臂G3的驅動電壓和流過G3電流波形;在G3開通之前,Ip電流保持為0,在G3關斷之前Ip電流下降為0,滯后臂實現(xiàn)了ZCS.圖5為變壓器原、副邊的電壓波形;原邊與副邊的占空比存在差異,副邊電壓上升比原邊電壓上升略微滯后,這是由變壓器原邊漏感Lr造成的;而在電壓下降時副邊電壓也滯后于原邊電壓,這是由無源鉗位電路所造成;總體來看,較傳統(tǒng)的ZVS變換器器占空比丟失有所減小。圖6是副邊整流二極管電壓、電流波形,經過計算二極管電壓尖峰理論值為535V,實際副邊尖峰電壓約540V,二極管電流尖峰理論值5.1A,實際電流尖峰5.4A較傳統(tǒng)的ZVS變換器尖峰明顯減小。圖7是負載R輸出電壓、電流波形,由仿真圖可以看出,輸出電壓最終穩(wěn)定在400V左右,輸出電流最終接近2.5A,輸出功率Po=1000W.

4 結語

現(xiàn)階段,實現(xiàn)FB-ZVZCS的方法有很多,主要有滯后橋臂串阻塞二極管、原邊串飽和電抗器,副邊有源鉗位等等;文獻提出了一種副邊無源鉗位的ZVZCS變換器,本文結合光伏逆變器的特點并從電路結構簡單、占空比丟失小、副邊整流二極管寄生振蕩小、效率高的角度出發(fā),采用無源鉗位的ZVZCS變換器作為光伏升壓移相全橋DC/DC變換器。

本文詳細分析了其工作原理及軟開關技術實現(xiàn)條件,介紹了變換器關鍵參數(shù)的設計方法。通過matlab軟件對該變換器進行了仿真分析,仿真結果表明了理論分析的正確性和參數(shù)設計的合理性。

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