圖2: 傳統(tǒng)的移相全橋電路

傳統(tǒng)的移相全橋電路（圖2）是一種十分優(yōu)秀的DCDC變換器，利用輔助電感能量來(lái)實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)關(guān)，減小了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗。它具有電路和控制簡(jiǎn)單、開(kāi)關(guān)管容易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)、電路效率高、EMI小等優(yōu)點(diǎn)，被譽(yù)為最佳的DCDC變換器之一。

可是由于增加了輔助電感，在副邊二極管反向恢復(fù)過(guò)程時(shí)，二極管會(huì)產(chǎn)生了較大的電壓尖峰和振蕩，增大了二極管開(kāi)關(guān)損耗，使電路的EMI變差。如果提高二極管耐壓， 二極管的反向恢復(fù)時(shí)間更長(zhǎng)，會(huì)使電路的性能更差。

為此提出了一些解決方法，如采用軟恢復(fù)的輸出二極管、采用RC吸收等等。Richard Redl等【1】提出的二極管箝位電路（圖3）是一種較好的解決方案。他采用在變壓器和電感之間增加兩個(gè)箝位二極管，使輸出二極管在反向恢復(fù)時(shí)間存在電感的多余能量釋放到輸入電源中，使輸出二極管的尖峰電壓箝位。In-Dong Kim等【2】提出的第三繞組變壓器電壓箝位電路（圖4）也是一種十分優(yōu)秀的解決方法。他采用四個(gè)箝位二極管和一個(gè)箝位繞組，使原邊的變壓器電壓被箝位在一定比例的輸入電壓，其比例關(guān)系可以通過(guò)箝位繞組的匝數(shù)來(lái)調(diào)節(jié)。

圖3:二極管箝位的移相全橋電路

圖4:變壓器第三繞組箝位的移相全橋電路

圖5:等效的電感電壓箝位移相全橋電路

圖5為我們采用的諧振電感箝位軟開(kāi)關(guān)電路，其特點(diǎn)是在傳統(tǒng)的移相全橋電路的諧振電感上增加一個(gè)第二繞組――箝位繞組，箝位繞組的一端與橋臂的中點(diǎn)連接，另一端通過(guò)兩個(gè)二極管分別箝位在正負(fù)輸入母線上。諧振電感與箝位繞組的匝比為k，一般取k>1。電路中在箝位電感回路中串聯(lián)一個(gè)電阻。

對(duì)于移相全橋電路，器件本身的寄生參數(shù)在開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換過(guò)程中對(duì)電路的特性有顯著的影響，因此我們首先考慮器件的寄生參數(shù)的影響，給出等效的電路圖進(jìn)行分析。

結(jié)合圖5的等效電路，將整個(gè)電路劃分為多個(gè)電路模式進(jìn)行具體分析，在此給出關(guān)鍵幾個(gè)過(guò)程的分析：

模式1：t0時(shí)刻 能量反饋結(jié)束

模式2：t0-t1 電流線性上升階段

Q1Q3均已經(jīng)導(dǎo)通，t1時(shí)刻電感電流ILr達(dá)到Io/n, 由于諧振電感繞組與箝位繞組繞組匝比k>1，因此D6不會(huì)導(dǎo)通。

模式3：t1-t2 輸出二極管反向恢復(fù)階段

由于輸出二極管存在反向恢復(fù)特性，因此DR2不能馬上關(guān)斷，因此變壓器繼續(xù)被短路，電感電壓為輸入電壓，原邊諧振電感的電流繼續(xù)線性上升，DR1的電流也繼續(xù)線性上升，DR2有一個(gè)線性上升的反向電流，各個(gè)電流的關(guān)系式同模式2。

經(jīng)過(guò)trr時(shí)間后，即t2時(shí)刻，二極管反向恢復(fù)結(jié)束，此時(shí)：

圖7: 模式3階段的等效電路和電流方向

模式4：t2-t3 諧振階段

由于寄生電容的存在，原邊電流需要向變壓器的寄生電容充電，副邊電流向DR2的反向結(jié)電容和RC吸收電路充電，因此諧振電感與等效的電容寄生參數(shù)Cs諧振。

圖8: 模式4階段的等效電路和電流方向

當(dāng)Vcs＝Vin時(shí)，諧振電感電壓降至零并開(kāi)始反向，此時(shí)箝位二極管準(zhǔn)備D5導(dǎo)通，此階段結(jié)束，電感電流達(dá)到最大值。

模式5：t3-t4 箝位階段

t3時(shí)刻箝位二極管D5導(dǎo)通，此時(shí)變壓器和寄生電容的電壓被箝位在Vin，諧振電感多余的能量通過(guò)D5和Q1回路釋放。為了加快多余能量的釋放，在此增加了電阻Rc，因此：

其中Vds1為Q1的開(kāi)通漏源壓降，Vdf5為D5的正樣導(dǎo)通電壓。

從上面幾個(gè)公式看，增大諧振電感和箝位繞組的變比k，有利于使電感的多余能量盡快釋放完畢。

在t4時(shí)刻，D5的電流降至零，D5零電流關(guān)斷（DCM）。

為使D5在Q1關(guān)斷前的電流降至零，可以通過(guò)調(diào)整比例系數(shù)k和電阻值來(lái)保證。

圖9: 模式5階段的等效電路和電流方向

模式6：t4-t5 功率輸出階段

模式7:t5-t6 諧振階段1

t5時(shí)刻，Q1管關(guān)斷，此時(shí)C1充電，C2放電，直至Q2的體二極管D2導(dǎo)通。此時(shí)諧振電感承受反壓，電感電流減小。由于變壓器電流受輸出電感箝位，因此寄生電容Cs向變壓器放電，寄生電容電壓下降。此時(shí)C1、C2、Cs和Lr均參與諧振。

模式8:t6-t7 諧振階段2

t6時(shí)刻Q2的體二極管導(dǎo)通，C1C2退出諧振。此階段Q2可以零電壓開(kāi)通，Lr Cs繼續(xù)諧振，Lr的電流繼續(xù)減小，Cs的電壓下降，但還未到零，因此變壓器承受正向電壓Vcs， DR1繼續(xù)導(dǎo)通，變壓器電流為Io/n。本階段到t7時(shí)刻，Vcs的電壓降至零為止。

圖10: 模式8階段的等效電路和電流方向

模式9:t7-t8 箝位階段

t7 時(shí)刻，變壓器電壓為零，輸出二極管DR2開(kāi)始導(dǎo)通，變壓器被短路。輸出二極管DR2的電流線性上升，DR1的電流線性下降。變壓器原邊的電流也線性下降，但在t7時(shí)刻，變壓器電流Ip＝Io/n，大于諧振電感電流，因此箝位二極管D6導(dǎo)通，電流方向如圖所示，以彌補(bǔ)不足的諧振電感電流。在t8時(shí)刻，變壓器原邊電流下降到ILr，此時(shí)箝位繞組電流補(bǔ)充諧振電感的電流也降至零。

圖11: 模式9階段的等效電路和電流方向

模式10:t8-t9 環(huán)流階段

模式11:t9-t10 諧振階段

t9時(shí)刻Q4關(guān)斷，此時(shí)Lr與C1C2諧振，C1放電，C2充電，直至Q3的體二極管導(dǎo)通為止。

模式12:t10-t11 能量反饋階段

諧振電感的能量繼續(xù)反饋給輸入電源，在t11時(shí)刻Q3導(dǎo)通。

在Q2Q3導(dǎo)通進(jìn)入了另半個(gè)模式周期，其電路分析與前面12個(gè)模式雷同。

結(jié)合以上分析，箝位電路關(guān)鍵是能對(duì)消除輸出二極管的反向恢復(fù)產(chǎn)生的影響。