簡介

　　經(jīng)典的四電阻差動放大器 （Differential amplifier，差分放大器） 似乎很簡單，但其在電路中的性能不佳。本文從實際生產(chǎn)設(shè)計出發(fā)，討論了分立式電阻、濾波、交流共模抑制和高噪聲增益的不足之處。

　　大學(xué)里的電子學(xué)課程說明了理想運算放大器的應(yīng)用，包括反相和同相放大器，然后將它們進行組合，構(gòu)建差動放大器。圖 1 所示的 經(jīng)典四電阻差動放大器非常有用，教科書和講座 40 多年來一直在介紹該器件。

　　圖 1. 經(jīng)典差動放大器

　　該放大器的傳遞函數(shù)為：

　　若R1 = R3 且R2 = R4，則公式 1 簡化為：

　　這種簡化可以在教科書中看到，但現(xiàn)實中無法這樣做，因為電阻永遠不可能完全相等。此外，基本電路在其他方面的改變可 產(chǎn)生意想不到的行為。下列示例雖經(jīng)過簡化以顯示出問題的本質(zhì)，但來源于實際的應(yīng)用問題。

　　CMRR

　　差動放大器的一項重要功能是抑制兩路輸入的共模信號。如圖1 所示，假設(shè)V2 為 5 V，V1 為 3 V，則4V為共模輸入。V2 比共模電壓高 1 V，而V1 低 1 V。二者之差為 2 V，因此R2/R1的“理想”增益施加于2 V。如果電阻非理想，則共模電壓的一部分將被差動放大器放大，并作為V1 和V2 之間的有效電壓差出現(xiàn)在VOUT ，無法與真實信號相區(qū)別。差動放大器抑制這一部分電壓的能力稱為共模抑制（CMR）。該參數(shù)可以表示為比率的形式（CMRR），也可以轉(zhuǎn)換為分貝（dB）。

　　在1991 年的一篇文章中，Ramón Pallás-Areny和John Webster指出，假定運算放大器為理想運算放大器，則共模抑制可以表示為：

　　其中，Ad為差動放大器的增益， t 為電阻容差。因此，在單位增益和 1%電阻情況下，CMRR等于 50 V/V（或約為 34 dB）；在 0.1%電阻情況下，CMRR等于 500 V/V（或約為 54 dB）-- 甚至假定運算放大器為理想器件，具有無限的共模抑制能力。若運算放大器的共模抑制能力足夠高，則總CMRR受限于電阻匹配。某些低成本運算放大器具有 60 dB至 70 dB的最小CMRR，使計算更為復(fù)雜。

　　低容差電阻

　　第一個次優(yōu)設(shè)計如圖 2 所示。該設(shè)計為采用OP291 的低端電流檢測應(yīng)用。R1 至R4 為分立式 0.5%電阻。由Pallás-Areny文章中的公式可知，最佳CMR為 64 dB.幸運的是，共模電壓離接地很近，因此CMR并非該應(yīng)用中主要誤差源。具有 1%容差的電流檢測電阻會產(chǎn)生 1%誤差，但該初始容差可以校準或調(diào)整。然而，由于工作范圍超過 80°C，因此必須考慮電阻的溫度系數(shù)。

　　圖 2. 具有高噪聲增益的低端檢測

　　針對極低的分流電阻值，應(yīng)使用 4 引腳開爾文檢測電阻。采用高精度 0.1 Ω電阻，并以幾十分之一英寸的PCB走線直接連接該電阻很容易增加 10 mΩ，導(dǎo)致10%以上的誤差。但誤差會更大，因為PCB上的銅走線溫度系數(shù)超過 3000 ppm。

　　分流電阻值必須仔細選擇。數(shù)值更高則產(chǎn)生更大的信號。這是 好事，但功耗（I2R） 也會隨之增加，可能高達數(shù)瓦。采用較小的 數(shù)值（mΩ級別），則線路和PCB走線的寄生電阻可能會導(dǎo)致較 大的誤差。通常使用開爾文檢測來降低這些誤差。可以使用一 個特殊的四端電阻（比如Ohmite LVK系列），或者對PCB布局進行優(yōu)化以使用標準電阻。若數(shù)值極小，可以使用PCB 走線，但這樣不會很精確。

　　商用四端電阻（比如Ohmite或Vishay的產(chǎn)品）可能需要數(shù)美元或更昂貴，才能提供 0.1%容差和極低溫度系數(shù)。進行完整的誤差預(yù)算分析可以顯示如何在成本增加最少的情況下改善精度。

　　有關(guān)無電流流過檢測電阻卻具有較大失調(diào)（31mV）的問題，是“軌到軌”運算放大器無法一路擺動到負電源軌（接地）引起 的。術(shù)語“軌到軌”具有誤導(dǎo)性：輸出將會靠近電源軌--比經(jīng)典發(fā)射極跟隨器的輸出級要近得多--但永遠不會真正到達電源軌。軌到軌運算放大器具有最小輸出電壓VOL，數(shù)值等 于VCE（SAT） 或RDS（ON） × ILOAD。若失調(diào)電壓等于 1.25 mV，噪聲增益等于 30，則輸出等于：1.25 mV × 30 = ±37.5 mV（由于存在VOS，加上VOL導(dǎo)致的 35 mV）。根據(jù)VOS極性不同，無負載電流的情況下輸出可能高達 72.5 mV。若VOS 最大值為 30μV，且VOL 最大值為 8 mV，則現(xiàn)代零漂移放大器（如 AD8539）可將總誤差降低至主要由檢測電阻所導(dǎo)致的水平。

　　另一個低端檢測應(yīng)用

　　另一個示例如圖 3 所示。該示例具有較低的噪聲增益，但它使 用 3 mV失調(diào)、10-μV/°C失調(diào)漂移和 79 dB CMR的低精度四通道運算放大器。在 0 A至 3.6 A范圍內(nèi)，要求達到±5 mA精度。若采用±0.5%檢測電阻，則要求的±0.14%精度便無法實現(xiàn)。若使用 100 mΩ電阻，則±5 mA電流可產(chǎn)生±500 μV壓降。不幸的是，運算放大器隨溫度變化的失調(diào)電壓要比測量值大十倍。哪怕VOS 調(diào)整為零，50°C的溫度變化就會耗盡全部誤差預(yù)算。若噪聲增益為 13，則VOS的任何變化都將擴大 13 倍。為了改善性能，應(yīng)使用零漂移運算放大器（比如 AD8638、 ADA4051或 ADA4528）、薄膜電阻陣列以及精度更高的檢測電阻。

　　圖 3. 低端檢測，示例 2

　　高噪聲增益

　　圖 4 中的設(shè)計用來測量高端電流，其噪聲增益為 250。OP07C運算放大器的VOS最大額定值為 150 μV.最大誤差為 150 μV × 250 = 37.5 mV。為了改善性能，采用 ADA4638 零漂移運算放大器。該器件在-40°C至+125°C溫度范圍內(nèi)的額定失調(diào)電壓為 12.5 μV。然而，由于高噪聲增益，共模電壓將非常接近檢測電阻兩端的電壓。OP07C的輸入電壓范圍（IVR）為 2 V，這表示輸入電壓必須至少比正電軌低 2 V.對于ADA4638 而言，IVR = 3 V。

　　圖 4. 高端電流檢測

　　單電容滾降

　　圖5 中的示例稍為復(fù)雜。目前為止，所有的等式都針對電阻而言；但更準確的做法是，它們應(yīng)當將阻抗考慮在內(nèi)。在加入電容的情況下（無論是故意添加的電容或是寄生電容），交流CMRR均取決于目標頻率下的阻抗比。若要滾降該示例中的頻率響應(yīng)，則可在反饋電阻兩端添加電容C2，如通常會在反相運算放大器配置中做的那樣。

　　圖 5. 嘗試創(chuàng)建低通響應(yīng)

　　如需匹配阻抗比Z1 = Z3 和Z2 = Z4，就必須添加電容C4.市場上很容易就能買到 0.1%或更好的電阻，但哪怕是0.5%的電容售價都要高于1 美元。極低頻率下的阻抗可能無關(guān)緊要，但電 容容差或PCB布局產(chǎn)生的兩個運算放大器輸入端 0.5 pF的差額可導(dǎo)致 10 kHz時交流CMR下降 6 dB。這在使用開關(guān)穩(wěn)壓器時顯得尤為重要。

　　單芯片差動放大器（如AD8271、 AD8274或 AD8276）具有好 得多的交流CMRR性能，因為運算放大器的兩路輸入處于芯片上的可控環(huán)境下，且價格通常較分立式運算放大器和四個精密電阻更為便宜。

　　運算放大器輸入端之間的電容

　　為了滾降差動放大器的響應(yīng)，某些設(shè)計人員會嘗試在兩個運算放大器輸入端之間添加電容C1 以形成差分濾波器，如圖 6 所示。這樣做對于儀表放大器而言是可行的，但對于運算放大器卻不可行。VOUT將會通過R2 而上下移動，形成閉合環(huán)路。在直流時，這不會產(chǎn)生任何問題，并且電路的表現(xiàn)與等式 2 所描 述的相一致。隨著頻率的增加，C1 電抗下降。進入運算放大器輸入端的反饋降低，從而導(dǎo)致增益上升。最終，運算放大器會在開環(huán)狀態(tài)下工作，因為電容使輸入短路。

　　圖 6. 輸入電容降低高頻反饋

　　在波特圖上，運算放大器的開環(huán)增益在-20dB/dec處下降，但噪聲增益在+20 dB/dec處上升，形成-40dB/dec交越。正如控制系統(tǒng)課堂上所學(xué)到的，它必然產(chǎn)生振蕩。一般而言，永遠不要在運算放大器的輸入端之間使用電容（極少數(shù)情況下例外，但本文不作討論）。

　　結(jié)論

　　無論是分立式或是單芯片，四電阻差動放大器的使用都非常廣泛。為了獲得穩(wěn)定且值得投入生產(chǎn)的設(shè)計，應(yīng)仔細考慮噪聲增益、輸入電壓范圍、阻抗比和失調(diào)電壓規(guī)格。