無論是近幾年內或未來，發光二極體（LED）照明都是具有高度商業市場潛力的明星級應用，而驅動高亮度的LED已成為高度討論的熱門議題。對于超過一顆以上的LED應用來說，可以利用串聯多顆LED而形成LED燈串，如果LED數目進一步增加，還可以使用多組的LED燈串。

　　一般而言，驅動多組LED燈串較常見的方法是同時使用電源整流器和線性電流調節器，依據燈串上串聯的LED數量有關的輸入電壓和輸出電壓，決定使用降壓或是升壓電路拓撲。然而，如果輸入電壓與輸出電壓的值相近，上述的兩種電路拓撲便不適用。本文將介紹解決此問題的單端初級電感轉換器（SEPIC）電路拓撲，并利用此拓撲技術設計實際應用範例進行詳細說明。

　　驅動器依據調光頻率　調整LED電流

　　LED驅動器的主要功能是控制流經LED的電流為一個穩定的數值，以ILED表示，ILED的數值大小與LED的顏色有關而且視LED而定，如果須要進行調光，通常會採用脈衝寬度調變（PWM）調光控制，也就是驅動器應該依照調光頻率來控制LED電流為ILED或0，調光頻率一般介于200Hz～1kHz的範圍內。

　　圖1所示為具有k串LED的LED驅動器架構模型圖。LED驅動器由電源整流器和k個線性電流調節器組成。電源整流器的輸入電壓和輸出電壓分別用VIN和VOUT表示，每一LED燈串有n顆LED。每一個LED串的壓降為VLEDi，其中i的值從1～k。VLEDi為每一個LED順向電壓（VFij）的總和，其中j的值從1～n，因此得出下列方程式1：

　　方程式1

　　每一個LED串連接于電源整流器的輸出和線性電流調節器（用以控制LED電流）之間，每一線性電流調節器的壓降用VCSi表示。

　　電源整流器電路拓撲受電壓主導

　　輸入電壓和輸出電壓將主導電源整流器的電路拓撲，輸出電壓必須高于LED燈串最大壓降（Voltage Drop）與線性電流調節器中壓降的總和，亦即方程式2

　　首先，VLEDi為VFij的函數，VFij代表LED的順向電壓。每一個LED的順向電壓具有容限範圍，并且與溫度相關。舉例來說，當LED溫度上升時，VFij值一般會減少，當LED開啟時，可以計算出溫度上升值。如果LED的ILED值為0.35安培時，VFij的典型值和容限範圍分別為3.2伏特和 ±10%。

　　其次，VCSi和回饋訊號的功率相關，VCSi值應該要大到能夠維持回饋訊號的良好雜訊比。線性電流調節器也須要有配合適當偏壓的最小電壓。然而為使效能最佳化，須要盡量將VCSi值最小化，因為ith線性電流調節器的功率損耗數值為VCSi×ILED，是相當大的功率。由于ILED是固定值，因此功率損耗的大小就由VCSi決定，而VCSi與VOUT有關，可以用方程式3表示：

　　以一個實際的範例來說明，我們現在要驅動叁個LED燈串，每一個燈串具有四顆LED，VLEDi額定值為12.8伏特，每一燈串的ILED額定值為0.35安培。考慮到VLEDi的容限範圍以及VCSi所需的最小壓降，這個範例中的VOUT典型設計值應該為15伏特。如果使用常見的可充電電池，額定電壓為12伏特，電池電壓的改變可以從10伏特（電力幾乎用完）到14伏特（電力充飽），而當電池充飽電力時，電壓值接近VOUT。假設使用升壓整流器以便獲得15伏特的VOUT，如果VIN靠近上限（當VIN為14伏特時，工作週期比為6.7%），我們只需要較低的工作週期比。但事實上低工作週期比可能無法達成，因為多數的控制器掌握工作週期比或工作時間的下限，這種情況下必須調高VOUT值，其結果是線性電流調節器的功率損耗增加，進而使得整體效能下降。另外一個可行的解決方案就是降低切換頻率以去除工作時間的下限。然而，低切換頻率將增加電感電流漣波，這代表需要較大且更昂貴的電感器。

　　對于上述的應用而言，最佳的電源整流器電路拓撲為SEPIC，這是因為SEPIC整流器的輸入電壓可高于或低于輸出電壓。SEPIC整流器的其他優勢還包括使用低端開關（讓開關驅動器容易實現）而且輸出電壓為非反相電壓。

　　LED驅動器具SEPIC　有助效能提升

　　圖2所示為採用SEPIC電路拓的電源整流器撲、線性電流調節器和控制器IC（LM3431）所組成的LED驅動器的電路圖。SEPIC整流器的主要元件包括兩個電感器L1、L2、兩個電容器CS、C8、MOSFET Q1和二極體D1。當Q1開啟時，L1和L2分別藉由VIN和VCS（經過CS的電壓）進行充電，同時藉由IL2（L2的電感電流）和輸出電流（整體LED電流）使CS和C8進行放電。當Q1關閉時，L1和L2放電，而CS和C8進行充電。以下列出穩定狀態時的一些基本方程式。 輸入電流等于IL1，為電感器L1的電流值。由于有叁個LED燈串，所以輸出電流為3ILED，IL1和IL2可用下列方程式4計算出來：

　　D表示工作週期，TSW為切換週期，ton為Q1的工作時間，IL1，ripple和IL2，ripple為L1和L2的電感器電流漣波，方程式5如下：

　　在穩定狀態時，VIN = VCS，所以可以將L2的電感器電流漣波以下列方程式6表示：

　　為維持連續傳導模式（CCM）操作，即便在VIN為最高值時，L1和L2應該要夠大，以確保電感器電流大于電感器電流漣波的一半。範例中，切換頻率為700kHz，切換週期為1.43μs，在VIN為最高值14伏特時，VOUT和ILED分別為15伏特和0.35安培，可得出以下數值：

　　為維持CCM操作，IL1，ripple和IL2，ripple最大值應分別為2.25安培（IL1×2）和2.1安培（IL2×2）L1和L2的最小值分別為4.6μH和4.9μH。因電感器的容限範圍可高達30%，所以L1和L2的選擇可以為7μH （4.9μH÷0.7）。

　　以IQ1，peak和ID1，peak分別表示Q1和D1的峰值電流，方程式7、8如下：

　　Q1和D1的元件應該能夠處理峰值電流，峰值電流的最大值往往發生在VIN最低值時，在這個範例中，當VIN為10伏特時，L1和L1兩者為7μH，相關數值如下：

　　線性電流調節器包含電流感測電阻、功率電晶體和放大器（內嵌于控制器IC中）。放大器的輸出控制功率電晶體（2N2222），再控制LED燈串的電流為0.35安培，電流藉1歐姆（Ω）電阻而感測。感測訊號回饋到放大器的輸入，以便與參考電壓0.35伏特進行比較。0.35伏特是藉由R7和R8形成的電阻分壓器電路，將內部參考電壓從2.5伏特降壓分壓而成。

　　更進一步來說，在操作期間，可以藉由LM3431內嵌的動態區間控制（Dynamic Headroom Control， DHC）功能，適當調整整流器的VOUT。如果LED燈串的電壓減少，一般來說是因為操作下的溫度升高，DHC可緩慢減低VOUT，因此可以將線性電流調節器的功率損耗降至最低。此舉可進一步改善整體系統的效能。 此外，在硬體結果方面，相關圖示如下。圖3為穩定狀態下操作的系統波形圖。

　　圖4～6所示為380Hz的調光頻率、調光工作週期比分別是10%、50%和90%的調光訊號下的回應。啟動回應也顯示在圖7中，表1則是系統的效能表現。

　　本文資料是經過20分鐘全負載操作后取得，因此LED的溫度是穩定的，可以看出每一個LED燈串的壓降約為12.5伏特，這意味著每一個LED的順向電壓由于溫度上升而少于3.2伏特額定值。在此情況下，DHC減低了VOUT值，使其小于14伏特，因此線性電流調節器功率損耗得以降低，整體效能幾乎為整個輸入電壓範圍的80%。