0 引言

AIS系統是一種船舶交通信息交換系統，船載AIS設備不斷發送自身信息，如航向、噸位等，用以領航調度、避免碰撞。隨著海運貿易的高速增長，迫切需要建立對大片海域船舶動態的實時監控系統，衛星平臺因覆蓋范圍廣而受到重視。加拿大等國家相繼發射載有AIS信號接收設備的衛星 。AIS系統采用高斯濾波最小頻移鍵控（Gaussian Filtered Minimum Shift Keying，GMSK）調制，可以通過相干方式或非相干方式解調。相干解調具有較好的抗噪聲性能 ，但是需要準確恢復載波頻率，而載有AIS設備的近地衛星軌道高度一般在500 km左右，多普勒頻移可達±4 kHz，因此精確的載波恢復比較困難；非相干解調主要采用鑒頻器，從接收GMSK信號中提取頻率的變化信息，因此對頻偏不敏感且結構簡單，在很多GMSK移動通信系統中得到了應用 ，如GSM。目前，AIS接收機射頻端多采用一級或二級下變頻方案 ，這種方案使射頻前端硬件比較復雜，硬件成本高。鑒于AIS信號是窄帶信號，因此本文設計中對接收到的射頻信號直接帶通采樣，以簡化接收機硬件結構。

本文主要工作如下：在Xilinx xc4vlx80 FPGA上設計了基于帶通采樣的AIS非相干解調軟件接收機，設計文件通過綜合映射后下載到FPGA中，以實際AIS信號源作為測試信號，通過嵌入式邏輯分析工具Chipscope在PC上觀察FPGA內部信號來驗證設計，并給出了硬件資源消耗。

1 GMSK信號調制和非相干解調原理

AIS信號是GMSK調制信號，其調制和非相干解調過程如圖1所示。

發射端比特脈沖為：

比特流d（t）通過帶寬時間積（Bandwidth-Time product，BT）為BbTb的高斯濾波器進行脈沖成型。Bb為高斯濾波器的3 dB帶寬，Tb為比特速率。高斯成型濾波器的沖激響應為：

式中*表示卷積運算。最后通過電壓/頻率（V/F）轉換，形成調頻信號并調制到規定頻段發射出去。

對于非相干解調的接收機，首先將接收信號進行正交下變頻，濾除高頻分量和帶外噪聲后得到基帶正交信號I（t）、Q（t），再通過下式進行頻率/電壓（F/V）轉換：

2 AIS接收機的FPGA設計

帶通采樣AIS非相干接收機系統結構如圖2所示。

2.1 帶通采樣率

AIS信號有A、B兩個發射頻點，分別為161.975 MHz和162.025 MHz，數據速率Rb為9.6 kb/s，帶寬不超過25 kHz，接收機射頻前端的帶通濾波器（Band Pass Filter，BPF）中心頻率為162 MHz，帶寬為250 kHz，因此可對BPF輸出射頻信號直接采樣。理論上ADC的帶通采樣頻率fS1只要滿足下式即可：

式中，B為BPF的帶寬，fH為采樣信號的最高頻率成分，［］表示取不超過該數的最大整數。采樣頻率越小，對FPGA的處理速度要求就越低。但實際系統中由于BPF過渡帶的緩變特性，一些邊帶噪聲不能被完全抑制，當采樣頻率過小時，采樣得到的信號頻譜周期重疊次數過多，導致更多的噪聲疊加到有用信號上。因此，本系統采用的采樣時鐘頻率為fS1=24 MHz。帶通采樣后AIS信號中心頻率fC1可通過下式計算：

2.2 兩級數字下變頻結構

系統中FPGA和ADC共用時鐘源，FPGA系統主頻為fSYS=24 MHz。天線接收的AIS信號經過低噪放和帶通濾波，再經過14 bit ADC采樣后，輸入FPGA。輸入FPGA的AIS信號中心頻率fC1=6 MHz、采樣率fS1=24 MHz、帶寬為250 kHz。由于信號帶寬遠小于采樣頻率，可以進行下變頻和降采樣處理，以減輕后級處理壓力。首先將采樣信號與FPGA內數控振蕩（NCO）IP核產生的位寬為10 bit、頻率fO1=6 MHz的正弦信號進行混頻，再通過數據位寬為16 bit、截止頻率為100 kHz的51階低通濾波器，濾除高頻成分；再對低通信號進行48倍降采樣，得到的數據速率為500 kHz、中心頻率為±25 kHz（A、B兩個發射頻點）的AIS信號；再將該信號與NCO產生的位寬為10 bit、頻率fO2=25 kHz的正弦信號進行混頻，再通過數據位寬為16 bit、截止頻率為25 kHz的51階低通濾波器來濾除高頻分量，得到包含多普勒頻偏（小于4 kHz）的基帶正交信號。

采用這種兩級下變頻的好處，除了可以降低采樣速率，減輕FPGA處理壓力外，還可以減少邏輯資源消耗。如果對采樣率為fS1=24 MHz的信號直接進行正交數字下變頻，由于混頻后的FIR低通濾波器驅動時鐘頻率（即系統主頻fSYS=24 MHz）和輸入濾波器的混頻信號數據速率（即采樣率為fS1=24 MHz）相同，那么FIR濾波器IP核經過綜合后，需要26個乘法器。而正交下變頻需要兩個低通濾波器，因此共需要26×2=52個乘法器；采用兩級下變頻方案時，一級混頻后的濾波器同樣需要26個乘法器，降采樣后，輸入濾波器的混頻信號數據速率降為fS2=500 kHz，而驅動時鐘不變，仍為fSYS=24 MHz，因此在輸入一個數據的周期內，最多可以復用該乘法器fSYS/fS2=48次，大于51階FIR濾波器所需要的26個乘法器，所以正交下變頻后的濾波器經綜合，僅需1個乘法器即可，如圖3所示。兩級下變頻中需要3個低通濾波器（如圖2所示），然而需要的乘法器個數僅為26+1×2=28個。

2.3 數字鑒頻以及后檢測濾波

對正交下變頻得到的基帶正交信號進行式（6）所示的數字鑒頻操作，提取頻率信號。數字鑒頻器的硬件主要由延時模塊、乘法器、除法器、加法器和減法器構成。由于理論上數字鑒頻是非線性操作，對噪聲十分敏感，輸出中會包含高頻的噪聲分量，因此有必要對鑒頻器輸出進行后檢測低通濾波。圖4是在MATLAB中，仿真采用不同截止頻率的低通濾波器時AIS解調的誤碼率曲線，橫坐標為信號功率和噪聲功率比值。由圖中可以看出，低通濾波器的截止頻率Bo為0.4Rb（Rb為AIS比特速率）時，誤碼性能最好。因此，FPGA中后檢測濾波的帶寬設為0.4Rb=0.4×9.6 kb/s=3.84 kHz。

3 AIS信號解調實際測試

在Xilinx開發環境ISE13.2中設計AIS接收機各模塊，將設計好的模塊進行綜合、映射、布局布線，生成下載文件。并調用Chipscope嵌入式邏輯分析儀IP核，通過JTAG仿真器來連接FPGA和PC，以便實時觀察FPGA內部信號。利用實際AIS信號源作為測試信號，用同軸線將AIS信號源輸出連接到模數轉換器AD9246輸入，帶通采樣信號讀入FPGA進行解調。觀察到各級信號如圖5所示。在圖5（d）中可以看到A、B兩個不同頻點AIS信號的24比特位同步序列00110011…0011以及幀起始標志01111110。設計所占用的Slice數為231，僅占總資源數的1%。

4 結束語

本文根據GMSK信號的非相干解調原理，在Xilinx FPGA上設計了帶通采樣的AIS非相干接收機，利用AIS窄帶信號的特點，采用兩級下變頻方案，將數據速率降至合理范圍，減輕FPGA處理壓力，同時也大大減少了低通濾波器對硬件邏輯資源的消耗；在MATLAB中進行了AIS解調的理論仿真，設置了一個最優的數字鑒頻后檢測濾波器截止頻率，以抑制實際環境中的噪聲干擾；最后在硬件系統上對設計的接收機進行了測試，并觀察到解調出的A、B兩個頻點的基帶信號。該設計消耗的邏輯資源不到器件總資源數的1%，可以為AIS接收機小型化、批量化生產提供參考。