雙變流器補償式UPS控制研究
1 引 言
現代工業的發展對電能質量的要求越來越高，如何為電力用戶提供安全可靠的“綠色”電源是目前電源研究領域的熱點。隨著工業的發展，電力用戶對電能質量提出了更高的要求，UPS作為一種不間斷供電設備，是改善電能質量的重要措施之一，也是關鍵設備得以正常運行的重要保證。為適應發展的要求，近年來其也在不斷地進行完善和改進。先后出現了后備式、在線式、三端口在線互動式及雙變流器串并聯補償式等幾種結構類型的UPS。其中由Kamran和Silva提出的雙變流器串并聯補償式UPS，既可以補償非線性負載中的無功電流及諧波電流，同時還可以補償電源電壓的諧波及基波偏差，較傳統雙變換在線式UPS而言，輸入功率因數高，輸出能力強，具有綜合的電能質量調節能力，是一種值得推廣應用的新型UPS。目前國外UPS廠家只有美國APC公司擁有此項專利技術，在市場上已經推出Silcon DP300E系列大功率UPS；國內則剛剛處在研究的初始階段，還有許多研究工作需要進行。
本文介紹了雙變流器串并聯補償式UPS的工作原理，在此基礎上討論了此類UPS基于同步旋轉坐標系下PI加重復控制的系統控制方案，實現了雙變流器串并聯補償式UPS的全部控制功能。
2 系統工作原理
圖1示出雙變流器串并聯補償式UPS的工作原理圖。圖中變流器Ⅰ和Ⅱ都是雙向AC←→DCSPWM變流器，其直流側接蓄電池Eb(其內阻等效為理想的恒定電阻Rb)和電容C。變流器I經電感L1和變壓器T輸出電壓Δv串接在電源電壓vs和負載電壓vL之間，稱之為串聯補償變流器。其輸出的補償電壓由兩部分組成：
Δvh為諧波補償電壓，它與交流電源中的諧波電壓vsh大小相等，但方向相反；Δvl為基波電壓補償量，補償電源電壓基波Δvsl與負載電壓額定值vR的偏差。所以變流器I提供的補償電壓Δv既抵消vs中的諧波vsh，又補償基波電壓vsl,使負載電壓vL成為與電源基波電壓vsl同相的正弦波額定電壓vR。
變流器Ⅱ經L2、C2濾波后并接在負載兩端，稱之為并聯補償變流器。若負載為非線性負載，則負載電流iL由基波有功電流iLP、基波無功電流iLQ和諧波電流iLh3部分組成。對變流器Ⅱ進行實時控制，可使它輸出至負載的電壓為正弦波額定電壓vR，并向負載輸出電流i3=iLQ+iLh+(iLP-is)。其中iLQ、iLh補償負載無功和諧波電流，使電源僅向負載輸出基波有功電流is，而負載的有功電流iLP則由交流電源(is)和變流器Ⅱ(i2d)共同提供。
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由上述分析可知，在非線性負載、電源電壓高于或低于額定值vR且含有諧波電壓時，這種UPS通過串、并聯補償變流器的共同作用，可使負載電壓vL補償到與電源電壓同相的額定正弦電壓vR，避免了網側諧波電壓對負載的影響；同時電源僅輸入基波有功電流is，功率因數近乎為1，克服了傳統雙變換在線式UPS因輸入整流部分所帶來的輸入功率因數較低的缺點。通常電源基波電壓偏離額定值小于±15%，因此變流器Ⅰ僅補償Δv ≤±15%的額定電壓，其容量僅為系統容量的20%左右。正常時,市電與雙變流器共同對負載供電，兩變流器的最大功率強度只有負載功率的20%，相對始終在100%負載功率下工作的傳統雙變換在線式UPS而言，不僅整機效率高，功率器件損耗小，壽命長，可靠性高，而且有足夠的功率裕量去應付特殊的負載(沖擊負載、瞬間過載等)，因此輸出能力得到很大的增強，相同容量的造價也降低了。一旦市電停電，變流器Ⅱ從蓄電池獲取電能繼續不間斷的對負載供電；當電網正常后，重新恢復市電與雙變流器共同對負載供電，在正確的控制策略作用下，可以實現輸出電壓無間隙、無突變。
3 系統的控制
對于圖1所示的雙變流器串并聯補償式UPS應使得市電輸入電流is是與電源基波電壓vsl同相的正弦有功電流，電源供電的功率因數為1；同時負載電壓vL為基波正弦電壓，且vL=vR(額定值)并與vsl同相。為實現此控制目標，采用圖2所示的基于同步旋轉坐標系下的控制系統。
3.1、電網輸入電流的控制
控制串聯變流器VSC作為基波正弦電流源運行，使其橋端輸出電流il為純正弦波，則串聯變流器就可以實現通過串聯變壓器向電網串聯注入基波正弦電流is且is與isl同相，使交流電源電流中無諧波電流，無無功電流，供電功率因數為1，其控制框圖如圖2所示。
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由于串聯變流器受控為基波正弦電流源，因此，可以采用基于同步旋轉坐標系下的高頻PWM整流器直接電流控制方案。圖3為雙變流器串并聯補償式UPS控制系統電路結構，由圖3可得串聯變流器輸入電流滿足下式 (忽略電感電阻)：
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式中，i1d，i1q為變流器橋端輸出電流i1(a，b，c)在同步旋轉坐標系下的d、q軸分量，同理Vcd，Vcq為變流器電網輸入電壓Vc(a，b，c)的d、q分量，V1d，V1q則為控制量(即變流器橋端輸出電壓)?？梢姶撟兞髌鳂蚨溯敵鰀、q軸電流除受控制量V1d，V1q的影響外，還受解耦電壓ωL1i1q，ωL1i1d和串聯變流器輸入電網電壓Vcd，Vcq的擾動影響。因此，在控制系統中引入解耦電壓反饋和輸入電網電壓前饋，以消除它們對系統的擾動影響。
根據式(1)、式(2)可以構成如圖2所示的電網輸入電流控制系統。檢測三相ABC系統的負載電壓VL(a，b，c)、負載電流iL(a，b，c)和電源電壓Vs(a，b，c)，作為電源電流指令生成模塊的輸入。經三相靜止到兩相同步旋轉坐標變換(ABC／dq)和低通濾波器LPF后得到與基波交流分量對應的直流分量VLd，VLq，Ilq,Isd,Vsd,Vsq。
忽略電池充電功率和系統中電感、電容、開關器件的功率損耗，由系統功率平衡可知：
則有:
式中：Psdc為交流電源輸入功率；PLdc為負載有功功率；V s1為輸入電源電壓的基波幅值，
若考慮系統中的功率損耗，則需在I* s1中附加一增量ΔIs，其由直流母線電壓調節器Gd(s)產生。指令電流I* s1反映了負載所需有功功率的大小，此值除以串聯變壓器變比Ns后作為串聯變流器VSC的d軸電流控制指令。由于不希望電網電流中包含無功分量，因此q軸電流控制指令I* 1q=0。電流調節器Gc(s)的輸出結合解耦電壓反饋和電網電壓前饋合成控制量V1d,V1q經兩相同步旋轉到三相靜止坐標變換(dq／ABC)后生成三相調制電壓V1a,V1b,V1c。分別與三角載波Vtr進行比較，以獲得串聯變流器的PWM開關控制信號，使電源電流is跟蹤i*s，則可實現作為正弦電流源的串聯變流器對電源電流的控制功能。
區別于高頻PWM整流器，由于串聯變流器的輸入電網電壓考慮了較大的諧波成分，因此框圖中的電流調節器Gc(s)采用PID控制器。加入微分作用從而允許系統具有較高的開環增益，以提高系統的相應帶寬和相角裕度，從而增進系統的穩態精度和動態響應。
3.2、輸出電壓的控制
控制并聯變流器VSI作為基波正弦電壓源運行，輸出與Vs1同相的額定值正弦波電壓VR，則可以實現負載電壓的要求。其控制框圖如圖2所示，采用基于同步旋轉坐標系下的電壓電流雙環控制方案。令并聯變流器VSI經并聯變壓器TP后的輸出電壓、輸出電流為V2(a，b，c)，i：。。，i2(a，b，c)，負載電壓為VL(a，b，c)，輸出補償電流為i3(a，b，c)，則由圖3可得到三相靜止ABC系統電壓、電流平衡方程式為:
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利用三相靜止到兩相同步旋轉坐標變換關系，可得到兩相旋轉坐標系電壓、電流方程式:
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由式(6)、式(7)、式(8)、式(9)可以構成如圖2所示的并聯變流器電壓電流雙環控制系統。其中電壓外環指令V* Ld=VR,V* Lq=0，而內環電流指令i* 2d，i* 2q取自電壓調節器Gv(s)輸出、補償電流前饋及電容電流交叉解耦電流之和，經電流調節Gi(s)作用后，結合負載電壓前饋及電感電壓交叉解耦電壓輸出并聯變流器控制量V2d和V2q?？刂屏縑2d、V2q經(dq／ABC)變換后生成三相調制電壓V2a,V2b,V2c，分別與三角載波Vtr進行比較，以獲得并聯變流器的PWM開關控制信號，使負載電壓VL跟蹤V* Ld，則可實現作為正弦電壓源的并聯變流器對輸出電壓的控制功能。
根據以上控制策略，由于串聯變流器受控為基波正弦電流源，電源電流is為與電源基波電壓同相的正弦有功電流，從而使得非線性負載中的無功和諧波電流經并聯變流器得到補償。同時,并聯變流器受控為基波正弦電壓源，使負載輸入電壓VL為與電源基波電壓Vs1，同相的正弦波額定電壓VR，從而使得電源電壓中的諧波與基波偏差經串聯變流器得到補償(或隔離)。
3.3、重復控制的加入
眾所周知，重復控制理論是根據生產過程控制的實際需要而提出來的控制系統設計理論。由于重復控制將上一個基波周期前的誤差用于當前控制量的合成，對周期性擾動具有良好的抑制能力，逐周期減小了誤差，使得逆變器的輸出電壓逐周期地得到修正，穩態時具有很好的波形質量。所以我們在并聯變流器的控制中采用了電壓電流PI雙環加上重復控制來控制并聯變流器輸出電壓的波形質量?？刂撇呗钥驁D如圖4示。
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這樣，系統在加入重復控制器下動態響應會比原來直接用雙環PI控制慢一點，但是對整個UPS輸出電壓的波形質量有了大大的改善。因此我們在采取加入重復控制后，對系統進行仿真。結果證明重復控制對UPS輸出電壓波形確實有大大的改善，特別是對非線性負載，效果更明顯。
4 系統特性仿真結果
基于上述控制方案，在MATLAB SIMULINK環境下建立了系統的數字化仿真模型，并對其工作特性進行了仿真。圖1中交流電源電壓Vs的基波Vs1在其額定值VR(線電壓380 V／相電壓220 V)的±15%范圍變化。Vs中的5次諧波電壓V5，7次諧波電壓V7各為基波電壓值的5%。負載為三相相控橋整流裝置，R=9.86Ω，L=50mH，相控角α=30o，直流負載功率20kW。直流端蓄電池Eb=440V，直流電容C=3300μF。串聯變壓器變比Ns=2，并聯變壓器變比Np=3?。濾波電感L1=7mH，L2=0.3mH，濾波電容C2=70μF。系統采樣頻率為10 kHz，三角載波頻率(開關頻率)為10 kHz。
仿真結果證實：所提出的控制方案可以較好地實現雙變流器串并聯補償式UPS的功能。非線性負載對負載電流iL的波形畸變及輸出電壓波形畸變的影響是明顯的。非線性負載越重，則影響也越突出，帶濾波電容的不控整流負載情況最為嚴重。
5 結束語
通過比較并聯變流器在不同控制策略下輸出電壓的控制效果，顯然非線性負載下，單電壓環控制對于輸出電壓波形的控制能力是有限的；若電壓環結合重復控制，利用重復控制對周期性干擾的周期性調節能力，可以有效的改善輸出電壓波形，其控制效果基本上和電壓電流雙環控制相當；而當系統采用電壓電流雙環再加上重復控制時，則輸出電壓的控制效果最好。